RC корректор на 6SL7, 6SN7. Пора поставить точку.

“...Даже из обыкновенной табуретки можно гнать самогон. Некоторые любят табуретовку. А то можно простую кишмишовку или сливянку….” (И. Ильф Е.Петров “Золотой Теленок”)

С начала этого года у меня уже несколько раз просили порекомендовать или опубликовать схему простого и хорошего RIAA корректора на “легендарных” и очень популярных среди аудио-самодельщиков октальных лампах 6SL7, 6SN7 (6Н9С, 6Н8С). В общем-то схем корректоров на этих лампах – великое множество. Даже в моем блоке уже опубликована парочка – но только на локтальных аналогах – 7F7, 7N7.

Основная проблема в том, что прекрасно “звучащий” во входных каскадах усилителей мощности двойной триод 6SL7 в общем-то не очень хорошо подходит для входного каскада RIAA корректора. Во-первых – из-за особенностей цоколевки – вывод 1 (сетка первого триода) располагается рядом с выводом 8 (накал), поэтому при питании накала напряжением переменного тока уровень наводок на первый триод будет довольно заметным. То есть – источник питания накала должен быть “чистым” от помех, выпрямленным и стабилизированным. Во-вторых – из-за довольно сильного “микрофонного” эффекта, который особенно заметен у ламп выпуска 30-х…50-х годов. В-третьих – из-за того, что конструктивно электродная система у большинства этих ламп располагается ближе к верхней части колбы – чувствительность к внешним наводкам слишком высока для малосигнальных усилительных схем.

То есть – успешное применение 6SL7 в первом каскаде корректора возможно при соблюдении некоторых технологических приемов – экранирования, демпфирования и качественного питания. Весьма забавно находить на просторах интернета фото “выдающихся” и “по-настоящему качественных” корректоров с лампами 6SL7 (или даже еще хуже – с 6Н9С) установленными без всякого дополнительного экрана в звонкие керамические панельки, жестко закрепленные непосредственно на открытой верхней панели тонкого металлического (или даже деревянного) шасси.

Нет – эта конструкция МОГЛА БЫ работать гораздо лучше. Кстати автор честно отмечает “…После такого саунда совершенно не замечаешь такие минусы как:  бешеный (по сравнению с EF40) микрофонный эффект у 6Н9С и сильное пролезание фона через накал…” (сохранена оригинальная орфография) – Константин, извините – не удержался 🙂

Существуют версии 6SL7 с конструкцией электродной системы с низким “микрофонным” эффектом и сниженной чувствительностью к внешним наводкам. Например:

И да – нужно вспомнить о существовании “специальной” – версии 6SL7 – это 6SU7 – с максимально идентичными по параметрам триодами и низким уровнем паразитных токов утечки.

Помимо основных вышеупомянутых, существует подвид “номерных” версий 6SL7 – 6113, CV1985, VT229 и т.п. И они тоже бывают очень хорошие 🙂

Из схемотехнических особенностей применения 6SL7 можно отметить во-первых довольно значительный эффект Миллера, что при произвольно выбранных режимах работы может привести к ограничению полосы пропускания каскада в области ВЧ и, во-вторых – довольно сильную зависимость динамического внутреннего сопротивления лампы (ri)от тока покоя. (~75 кОм при 0.5mA и ~44 кОм при 1 mA и выше), что обязательно нужно учитывать при расчете пассивных цепей коррекции.

Итак, схема корректора и блока питания –

Первый каскад – коэффициент усиления @1 kHz = 38 выходное сопротивление каскада ro=.ri||Ra= ~44||180 = ~35 кОм. Каскад нагружен на пассивную цепь “сосредоточенной” RC коррекции.

Для получения АЧХ по рекомендации RIAA в этой цепочке должны быть соблюдены следующие “полюсы” коррекции: T1 =2187 uS – задается номиналами “действующего” сопротивления R4′ = (ro+R4)||R6) и С4, T2=750 uS – задается номиналами R4’C5, T3 =318 uS – задается номиналами R5C4, T4 =109uS и задается номиналами R5C5. На практике достаточно рассчитать сопротивление R4′ и емкость С4 и далее, исходя из соотношений R4’/R5 = 6.88, C4/C5 = 2.92 очень просто вычислить номиналы R5 и С5. “Дополнительная” ВЧ коррекция T5 = 3…5uS и определяется элементами R7C5, точное сопротивление R7 подбирается при снятии и контроле АЧХ.

Насчет дополнительной коррекции T5 = R7C5. Как вы вероятно заметили, в своих конструкциях ММ корректоров я никогда не применяю емкостную коррекцию на входе. Во-первых, многие используют корректоры с МС звукоснимателями (подсоединяя их через повышающий МС ММ трансформатор), во-вторых – емкостная коррекция на входе иногда дает совершенно не тот результат, который предполагалось получить. С некоторыми ММ звукоснимателями электромеханический резонанс может получиться слишком уж “высокодобротным” и звучание на ВЧ приобретет характерный “назойливо-шуршащий” оттенок. Поэтому я считаю более правильным добиваться ровной АЧХ регулировками в межкаскадных цепях RC коррекции. Такая настройка дает более ясное звучание ВЧ диапазона для самых различных звукоснимателей и полностью соответствует рекомендациям стандарта RIAA 🙂

С учетом требуемого диапазона коррекции (~+-20dB относительно частоты 1 кГц), ослабление сигнала в цепях пассивной RC коррекции всегда будет не менее 20dB (10 раз) @ 1000Hz. Я считаю, что в современных RIAA корректорах номинальный уровень выходного напряжения сигнала должен быть сопоставим с уровнем напряжения сигнала на выходе цифровых источников, поэтому второй каскад выполнен так же на триоде 6SL7, коэффициент усиления каскада = 39 . Выходной каскад – буфер, катодный повторитель на триоде 6SN7.

Схема блока питания – особенностей не имеет и весьма типична для (моих) конструкций. Трансформатор – тороидальный, с межобмоточным и внешним экранами. В качестве выпрямителя и стабилизатора напряжения накала я применил готовую плату. Анодное напряжение так же стабилизировано. Блок питания собран в отдельном корпусе.

Технические характеристики корректора:

  • Входное сопротивление по входу ММ = 47 кОм
  • Выходное сопротивление =< 1.0 кОм 
  • Номинальная нагрузка = от 10 (и выше) кОм
  • Номинальное входное напряжение (по входу ММ) @1000Hz = 5mV RMS
  • Номинальное выходное напряжение = 1.5V RMS @ 1000Hz
  • Максимальное выходное напряжение на нагрузке 100 кОм >= 40V RMS
  • Коэффициент усиления ~ 150
  • Уровень собственного шума и помех на выходе при “закрытом” ММ входе =<250uV (“взвешено” по кривой “A”)
  • Отклонение суммарной АЧХ от стандарта RIAA в диапазоне частот 20Гц…20кГц = не более 0.5dB.
  • Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц на нагрузке 100 кОм при номинальном выходном напряжении <= 0.5%, в основном 2-я и 3-я гармоники. Уровень третьей гармоники относительно уровня второй <= -20 dB.

Корректор собран для системы Михаила, и работает в комплекте с проигрывателем на основе Lenco L75, двухтактным усилителем на лампах 6SL7/6SN7/6L6GT и акустической системой Pioneer СS100.

Насчет странноватой “сеточки-экрана” – в общем-то, можно было обойтись и без нее. Но в реальной системе – с несколькими источниками и проводами питания, идущими за и между полками с аппаратурой – входную лампу все-таки желательно экранировать, это дает слышимый результат. Поэтому – техническая целесообразность взяла вверх над чувством эстетической гармонии. 🙂

Июнь 2020. г.Владивосток

PS На всякий случай – вот схема еще одного варианта такого же корректора, собранного мной немного раньше –

И еще один Woo Audio WA5. “Теперь – горбатый!” – То есть LE.

Примерно с год назад ко мне обратился замечательный Британский аудиофил Daniel N с предложением переделки его усилителя Woo Audio WA5-LE. Как я выяснил позже, Daniel прочел статью на моем сайте и решил попробовать сделать что-то подобное со своим усилителем. Собственно, претензии были очень знакомы – “Тусклый, тембрально невыразительный, плоский и как бы “зажатый” звук.. С одной стороны – в звучании все вроде как “на месте”, с другой стороны – совершенно очевидно, что “что-то тут не то”. 🙂

Я согласился на переделку, предупредив, что “быстро” скорее всего не получится и что основная проблема переделки – это доставка ~ 30 кГ из Англии в Россию и обратно. В Россию груз ехал больше месяца и конечно без “приключений” с доставкой не обошлось, но – тем или иным способом 🙂 – к середине лета 2019 года усилитель оказался у меня.

В процессе “вскрытия и анализа”, помимо упомянутых мной в предыдущих статьях особенностей схемотехники двухкаскадного драйвера вдруг выяснилась весьма необычная схемотехническая неожиданность – в этом варианте усилителя выходной трансформатор включен в катодную цепь выходной лампы (300В)… “Тадам!“. Да, друзья мои – высоколинейный прямонакальный “легендарный” звуковой триод в этом усилителе “работает” в качестве обычного такого каскада с трансформаторной катодной нагрузкой, что-то вроде катодного повторителя напряжения. (Ха! Как тебе такое, Илон Маск? 🙂 ) И (печально) – “…Это многое объясняет…” Но – с технической точки зрения я понимаю, почему конструктором Woo Audio было выбрано такое схемотехническое решение, но не понимаю – зачем – это при их-то возможностях изготовить практически любой требуемый выходной трансформатор при весьма гибком бюджете. Вместе с усилителем Daniel прислал на замену пару отличных выходных трансформаторов Tango (ISO). Катодный повторитель и трансформаторы Tango… Это не наш метод. Переделка такой конструкции – неизбежность.

Было оговорено следующее:

  • При переделке использовать только специализированные комплектующие высокого уровня качества.
  • Драйвер выполнить по схеме аналогичной схеме Reichert, но предусмотреть возможность установки не только 6SN7, но и других подобных ламп.
  • Добавить в усилитель выходы для подключения акустики.
  • Предусмотреть возможность регулировки (переключения) напряжения на выходе выпрямителя анодного напряжения
  • Предусмотреть возможность регулировки и переключения напряжения накала выходных ламп.
  • Предусмотреть возможность коммутации анодной нагрузки лампы выходного каскада.

Предполагалось, что в качестве выходных ламп в усилитель можно будет устанавливать не только 300В, но и 2A3, AD1, PX4, а в качестве драйверных – ECC32, ECC40 и т.п.

Краткий анализ ВАХ предполагаемых к применению выходных ламп показал, что логично в выходном каскаде применить комбинированное смещение. То есть “автоматическая” часть напряжения смещения выделяется на катодном резисторе, а “фиксированная” – дополнительно подается в виде отрицательного напряжения смещения на сетку лампы.

Для различных выходных ламп и предполагаемых режимов их работы напряжения автоматического смещения и номиналы катодных резисторов должны быть такие:

  • 2A3/6A3/AD1 : Ua = 250V  Ug = -45V  Ia = 60mA  Rk = Ug/Ia = ~ 750 Ohm
  • 45: Ua = 250V  Ug = -50V  Ia = 36mA  Rk = ~ 1.4 К
  • 46: (T/C*)       : Ua = 250V  Ug = -33V  Ia(+Ic2) = 22mA  Rk = ~ 1.5 К 
  • VT52: (T/C)   : Ua = 250V  Ug = -18V  Ia(+Ic2) = 36mA  Rk = ~ 500 Ohm
  • PX4               : Ua = 300V  Ug = -45V  Ia = 50mA  Rk = ~ 900 Ohm 
  • 300B(Low)     : Ua = 300V  Ug = -61V  Ia = 60mA  Rk = ~ 1 К 
  • 300B(High)    : Ua = 400V  Ug = -75V  Ia = 80mA  Rk = ~ 950 Ohm

T/C* – Triode Connected

Исходя из приведенных цифр мне показалось логичным выбрать номинал катодного резистора автосмещения Rk= 500 Ohm. Таким образом, получается что на катодном резисторе автосмещения Rk и на сопротивлении постоянному току первичной обмотки выходного трансформатора Rt = 120 Ohm для различных выходных ламп падение напряжения будет таким:

  • 2A3/6A3/AD1 : Ia* Rk + Ia*Rt  = 30V + 7.2V = 37.2V и понадобится добавочное отрицательное напряжение на сетке Ug = -(45-30) = -15V
  • 45                 : = 18V + 4.3V = 22.3V and Ug = -(50-18) = -32V
  • 46: (T/C)       : = 11V + 2.6V = 13.6V and Ug = -(33-11) = -22V
  • VT52: (T/C)   : = 18V + 4.3V = 22.3V and Ug = -(18-18) = -0V
  • PX4               : = 25V + 6V = 31V and Ug = -(45-25) = -20V
  • 300B(Low)     : = 30V + 7.2V = 37.2V and Ug = -(61-30) = -31V
  • 300B(High)    : = 40V + 9.6V = 49.6V and Ug = -(75-40) = -35V

Добавочное отрицательное напряжение на сетке получается в пределах от 0V до -35V, то есть предел регулирования в -50V будет вполне достаточен. Падение напряжения на Rt необходимо учесть при расчете рабочей точки.

Для выходных ламп с рабочим напряжением на аноде = 250V (2A3, 45, 46, VT52), напряжение источника питания должно быть в пределах (250+13.6)…(250+37.2)  = ~264…288V DC. Для лампы PX4 и “низковольтного” режима 300B напряжение источника питания должно быть в пределах (300+31)….(300+37.2) = ~ 330…340V. Для “высоковольтного” режима 300B напряжение источника питания должно быть 400+49.6 =~ 450V.

Так же следует учесть падение напряжения на сопротивлении вторички силового трансформатора и на дросселях фильтра питания и на кенотроне. Это еще примерно ~ 20+25+5 = ~50V. Я посчитал, что для всех ламп с рабочим напряжением на аноде = 250V вполне достаточно выбрать одно напряжение источника питания и после выпрямителя (без нагрузки) оно будет = 288V + 50V = ~338V DC, для ламп с рабочим напряжением 300V = 340V +50V = ~390V DC, для “высоковольтного” режима 300B = 450V +50V = 500V DC.

Таким образом, отводы на вторичке силового трансформатора источника питания анодного напряжения должны быть на 338/1.4 = 241V AC   390/1.4 = 278V AC  500/1.4 = 357V AC. То есть три отвода (250V,  300V , 350V) будет вполне достаточно. Так как анодное напряжение не стабилизировано, то в процессе установки режима оно будет немного “плавать” и поэтому регулировка тока покоя должна выполняться в два этапа.

Для драйверного каскада на лампах 6SN7, ECC40, ECC32 каскад с анодной нагрузкой Ra = 43…47K и катодным резистором автосмещения Rk = 1.3…1.5K сохраняет очень хорошую линейность в диапазоне напряжения питания от 250V до 500V, запас по амплитуде выходного напряжения при этом так же вполне приличный. Коэффициент усиления двухкаскадного драйвера будет ~ 100 …115. Для ламп BL63 и CV1102 с этими же номиналами резисторов рабочая точка остается “нормальной” в диапазоне напряжения источника питания от 250V до 350V.

Итоговая схема усилителя после переделки:

Рис 1 из 4 – Усилитель.
Драйвер – двухкаскадный, выполнен по схеме известной как схема Reichert. Анодная нагрузка выбрана в пределах ~ 40K, катодный резистор автосмещения = 1.5K. При напряжении источника питания = +250V ток покоя каскада = ~4mA и размах выходного напряжения (peak to peak) = ~ 160V.  При напряжении источника питания = +450V ток покоя каскада = ~ 8mA и размах выходного напряжения (peak-to-peak) =~ 260V. Так как итогового усиления двухкаскадного драйвера более, чем достаточно, я не стал шунтировать конденсатором катодный резистор первого каскада. Коэффициент усиления первого каскада = ~ 7, выходное сопротивление =~ 11K, коэффициент усиления второго каскада = ~ 14, выходное сопротивление =~ 5K. Итоговый коэффициент усиления драйвера =~100.  Конденсатор C1 (220pF*) – конструктивная необходимость 🙂 для предотвращения возможного “паразитного” ВЧ возбуждения драйвера на пиках входного сигнала. Его установка вызвана особенностями “продольного” монтажа сигнальных проводников в корпусе усилителя Woo Audio.
В выходном каскаде – я применил комбинированное смещение. Регулируемое отрицательное напряжение смещения может быть установлено в пределах – 2V ..- 60V. Ua1 Ua2 идут из одной точки, но индивидуальными проводами.

Рис 2,3 и 4 – Блок питания и Стабизизаторы напряжений накала. Всего в блоке питания я применил 4 трансформатора – один для источника анодного напряжения и напряжения смещения и три для источников питания накалов. Вторичная обмотка трансформатора источника анодного напряжения выполнена с тремя отводами – ~250V, ~300V и ~350V, расчетный ток нагрузки составляет примерно 330mA. Переключение отводов и замена типов кенотронов дает возможность изменения анодного напряжения в довольно широких пределах. Напряжение на выводах обмотки для источника напряжения смещения = ~ 50V

В блоке питания Woo Audio силовой трансформатор закрыт декоративным колпаком, а размеры трансформатора таковы, что он плотно занимает все место внутри. Нет никакой технологической возможности изготовить силовой трансформатор точно таких же габаритов и такой же мощности, но с добавочными отводами на симметричной (с центральным отводом) вторичной обмотке. Поэтому силовой трансформатор пришлось отдать в перемотку (Эдуард – Спасибо за отличную работу!) и выполнить вторичную обмотку без центрального отвода, но проводом несколько большего диаметра. Это улучшило как температурный режим, так и мощностные характеристики трансформатора. Я применил схему “гибридного” мостового выпрямителя – с двумя ПП диодами и двумя кенотронами. Диоды каждого из кенотронов соединены параллельно, фильтр выполнен по трехступенчатой схеме. Первая ступень – СRC, затем “Виртуальная Батарея” на полевом транзисторе – которая помимо фильтрации обеспечивает и плавное нарастание напряжения на выходе и два (по одному на каждый канал) LC фильтра. Накалы всех ламп питаются выпрямленным и стабилизированным напряжением. Выпрямители напряжений накала располагаются в Блоке Питания, стабилизаторы в Блоке Усилителя.

Распиновка выходного разъема блока питания :

  • Pin # 1 = + High Volage (Channel 1)
  • Pin # 2 = + High Volage (Channel 2)
  • Pins ## 3,4,5 = GND    
  • Pin # 6 = – Non regulated Filament 5V  (Channel 1)
  • Pin # 7 = +Non regulated Filament 5V  (Channel 1)
  • Pin # 8 = – Non regulated Filament 5V  (Channel 2)  
  • Pin # 9 = + Non regulated Filament 5V (Channel 2)  
  • Pin # 10 = – Bias   
  • Pin # 11 = – Non regulated Filament 6.3V
  • Pin # 12 = +Non regulated Filament 6.3V              

Напряжения на выходе стабилизаторов источников питания накальных цепей – регулируемые, предусмотрено переключение на одно из трех выходных напряжений = +2.5V, +4V, +5V, максимальный ток нагрузки каждого из напряжений примерно 3 A. Для того, чтобы снизить тепловыделение на микросхемах стабилизаторов, вторичные обмотки трансфоматорв источников питания накалов выходных ламп могут быть скоммутированы параллельно – это может быть актуально в случае применения 2A3 в качестве выходных ламп (напряжение накала 2.5V при токе 2…2.5A). В ходе проведения испытаний выяснилось, что толстый алюминиевый корпус усилителя – довольно эффективный теплоотвод и особой необходимости в коммутации вторичек накальных трансформаторов – нет. Примечание – емкость конденсаторов фильтра выпрямителей напряжения накала выходных ламп желательно увеличить до 15..22 000 uF. Схемы стабилизаторов напряжений накала особенностей не имеют, добавлены лишь переключатели и подстроечные резисторы.

Несколько фото:

Благодарности

  • Я хотел бы выразить огромную признательность Herb Reichert за его статью “Flesh and Blood. Reichert 300B” (“Sound Practices” Magazine, winter 94/95 issue), которая безусловно является одной из важнейших статей для понимания “характера” лампы 300B.
  • Так же выражаю благодарность заказчику этого проекта, увлеченному аудио энтузиасту – Daniel N. Спасибо за заказ, за доверие и за прекрасную возможность попрактиковаться в Английском 🙂
  • Моя особая признательность – Эдуарду (г.Артем) – за качественный силовой трансформатор.
  • Мое уважение – компании “Орбита-Сервис” за отличные тороидальные трансформаторы, выполненные в полном соответствии со спецификацией заказа 🙂

Апрель 2019…Май 2020 г.Владивосток

Гибридный RC корректор

Идея этого корректора пришла ко мне довольно давно, примерно в конце апреля 2014 года. Но все как-то руки не доходили. Ну а тут – эпидемия, самоизоляция… В общем, свободное время вдруг появилось. 🙂

В процессе поиска транзисторов, подходящих для первого каскада корректора, помимо популярного 2SK170 я обратил внимание на интересный малошумящий полевой транзистор 2SK269 от Toshiba. Он характеризуется как “Super low noise” и одно из применений этого транзистора – усилитель для MC звукоснимателей. Но, конечно как всегда – есть ньюансы. 🙂 Во-первых “малошумность” проявляется только в области напряжений Vds < 15V при рекомендованном токе Id = 5mA, а во-вторых напряжение смещения затвора Vds при таком токе составляет всего-то -0.1V (-100mV). Малое напряжение смещения – малая перегрузочная способность, то есть для ее улучшения необходимо вводить ООС по току. Вводим ООС по току – автоматически уменьшается усиление каскада и увеличивается его выходное сопротивление. В общем, как всегда – сплошные компромиссы. Впрочем, есть и положительный момент – судя по статическим характеристикам (Vds, Id) транзистор довольно линейный, то есть можно ожидать, что коэффициент гармоник каскада усиления будет очень небольшим даже без введения ООС.

От второго каскада корректора не требуется особого усиления, но требуется хорошая перегрузочная способность, поэтому я выбрал полевой транзистор BF245 от NXP. Наиболее линейная область статических характеристик BF245B (Vds, Id) находится при Id =5ma Напряжение смещения затвора Vds =- 1.3V, что гарантирует хорошую перегрузочную способность даже без введения ООС по току.

В принципе, ничто и никто 🙂 не мешает выполнить второй и выходной каскады корректора на лампе – какой-нибудь триод со средним усилением вроде 6922 будет вполне уместен.

Схема первого варианта каскада усиления.

В первоначальном варианте я решил применить составной каскад с динамической нагрузкой, аналогично входному каскаду усилителя “Le Mostre” от Jean Hiraga.

Проведенные мной практические исследования показали 🙂 , что при работе на сравнительно высокоомную нагрузку, которую представляет собой корректирующая RIAA RC цепь – никакого значимого преимущества по уровню искажений перед обычным каскадом с резистивной нагрузкой составной каскад не имеет. Поэтому я принял решение максимально упростить схему.

Вот что получилось в итоге.

Насчет ООС по току. С одной стороны, для получения максимального усиления от ООС по току желательно избавляться и шунтировать резистор в цепи истока конденсатором. С другой стороны, нужно помнить, что в первом каскаде напряжение на стоке ограничено “малошумящим” значением Vds < 15V, а во втором каскаде Vds равно примерно 1/2 от напряжения источника питания (+30В), то есть запас по максимальной амплитуде напряжения на выходе второго каскада в общем-то не такой уж и большой. Вопрос в том, в каком месте схемы перегрузка начнется раньше – на входе, когда пиковое напряжение сигнала превысит напряжение смещения Vds = -100mV или на выходе – когда сигнал начнет ограничиваться из-за недостаточного запаса по напряжению источника питания.

Итак, без ООС, в варианте “максимального” усиления перегрузка схемы начинается при входном напряжении = 50mV, что недостаточно (см. статью “Весьма своеобразный корректор”). При введении ООС по току в первом каскаде перегрузка схемы начинается при входном напряжении = 80mV, но перегружается не первый, а второй каскад – не хватает напряжения источника питания. Разделить питание первого и второго каскадов и увеличить напряжение источника питания для второго каскада – “половинчатое” решение, так как для BF245 максимально допустимое напряжение Vds = 40V. Но даже в этом случае – усиления в схеме будет “маловато” – при 5mV на входе на выходе получаем всего 300mV (@1000Hz). Выходное напряжение большинства современных цифровых источников сигнала обычно = 2…2.5V RMS и я считаю, что современный RIAA корректор должен иметь примерно такой же уровень напряжения выходного сигнала. С учетом необходимого для аналогового источника запаса по перегрузке не менее 20 dB, максимальный уровень выходного напряжения должен быть не менее 25V RMS. Очевидно, что выходной каскад на лампе – наше все 🙂 Для лучшей линейности и для снижения выходного сопротивления корректора я применил уже традиционный гибридный SRPP на миниатюрном двойном триоде 6Н16Б-В и источнике тока IXYS.

MC->MM секция:

Я применил МС трансформатор Lundahl LL1941 Amorphous Core в коммутации для SE соединения с коэффициентом передачи 1:16. Для моего MC картриджа GAS “Sleeping Beauty” (он же Coral 777EX, 1978 год) оптимальное сопротивление нагрузки составляет 60…100 Ом, поэтому я добавил нагрузочный резистор 30 кОм на вторичную обмотку. Несложный расчет показывает, что для коэффициента передачи 1:16 выбором добавочного сопротивления на вторичной обмотке трансформатора LL1941 возможно установить входной импеданс в пределах 20…160 Ом, а для коммутации с коэффициентом передачи 1:32 – в пределах 5…40 Ом. Это при условии стандартного входного сопротивления ММ корректора = 47 кОм.

Схема блока питания:

Блок питания – вполне традиционный. Трансформатор питания – выполнен на заказ компанией “Орбита-Сервис”, – тороидальный, с межобмоточным экраном и пониженной индукцией сердечника. На всякий случай я применил фильтр “постоянного” напряжения входной сети. Выпрямители и стабилизаторы выходных напряжений питания выполнены по схемам, традиционно-обычным для моих конструкций. Я не указал на схемах типы некоторых компонентов – для пытливого ума самодельщика не составит труда догадаться, что именно я применил или самостоятельно выбрать подходящие детали.

Технические характеристики корректора:

  • Входное сопротивление по входу ММ = 47 кОм
  • Входное сопротивление по входу МС = 70 Ом, входное сопротивление постоянному току = 0.8 Ом
  • Коэффициент передачи MC->MM секции = 16
  • Выходное сопротивление =< 1.8 кОм 
  • Номинальная нагрузка = от 20 (и выше) кОм
  • Номинальное входное напряжение (по входу ММ) @1000Hz = 5mV RMS
  • Номинальное выходное напряжение = 2V RMS @ 1000Hz (Может быть отрегулировано внутренними настройками в пределах +-6dB)
  • Максимальное входное напряжение (по входу ММ) @1000Hz = 80mV RMS
  • Максимальное выходное напряжение на нагрузке 100 кОм >= 32V RMS
  • Коэффициент усиления ~ 400
  • Уровень собственного шума и помех на выходе при “закрытом” ММ входе =<190uV (“взвешено” по кривой “A”)
  • Отклонение суммарной АЧХ от стандарта RIAA в диапазоне частот 20Гц…20кГц = не более 0.6dB.
  • Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц на нагрузке 100 кОм при номинальном выходном напряжении <= 0.3%, в основном 2-я и 3-я гармоники. Уровень третьей гармоники относительно уровня второй <= -18 dB.

Несколько фото –

Май 2020 г. Владивосток

Иногда они возвращаются. На этот раз с супертвиттером.

Хороший вариант. Пропорции сторон корпуса немного изменены, остальное – как обычно 🙂 . Комплектующие для фильтра – Erse, Mills MRA12, Jantzen. Клеммы- Cardas, внутренняя разводка проводом Supra Classic. Корпус – МДФ18 (+10), шпон, матовый лак.

Март 2020 г. Владивосток

Еще одни грабли. Продукт известного происхождения.

В марте этого года в процессе настройки очередной акустической системы на 4xTB1772 для более точной отладки мне был прислан усилитель, в комплекте с которым предполагается дальнейшая эксплуатация акустики. Подход очень верный – поскольку в том, что усилители моей конструкции будут отлично звучать с акустикой моей конструкции – я не сомневаюсь. А вот насчет других – 100% гарантии я дать не могу. 🙂

По всей видимости усилитель был приобретен на avito. Вот фото с этой популярной торговой площадки, внешний вид изделия вполне узнаваем.

По звуку – в целом и общем он лучше, чем у многих транзисторных усилителей 🙂  Из очевидных недостатков – плоская и невыразительная, смазанная “сцена” на СЧ, довольно однообразный тональный баланс и фатально сглаженная, полусонная “динамика” – звук мне показался слишком “медленный” даже для женского джаза 🙂 Мой опыт говорит от том, что лампа 300В может (и должна) звучать гораздо интересне.

Что-же – заглянем внутрь –

Схема конструкции –

Итак – усилитель – двухкаскадный, первый каскад на пентоде 6Ж52П в триодном включении, с резистивной анодной нагрузкой и катодным автосмещением. Напряжение смещения первого каскада = 1.2V, это значит, что максимальное входное напряжение ограничено на уровне ~ 1.2*0.7 = 0.84V RMS, при большем входном напряжении каскад начнет работать с сеточным током, что приведет к росту уровня искажений. Расчетный коэффициент усиления каскада ~ 65, что при входном напряжении 0.84V RMS позволит получить на выходе 0.84*65 = 54.6V RMS (~ 75V Peak), что в общем-то вполне достаточно для “раскачки” такой выходной лампы, как 300В. Измеренный коэффициент усиления реального каскада составил =68, максимальное выходное напряжение (без лампы второго каскада) = 74V RMS, что даже несколько лучше расчетных значений.
Второй каскад – на прямонакальном триоде 300В, с трансформаторной нагрузкой и фиксированным регулируемым смещением, что позволяет устанавливать и подстраивать ток рабочей точки каскада в желаемых пределах. Связь между каскадами – емкостная, номинал межкаскадного конденсатора = 0.33uF (конденсатор “бутерброд”, то есть составлен из двух конденсаторов разного типа). Номинал резистора утечки сетки лампы 300В выбран = 470кОм, что необычно много для каскада с фиксированным регулируемым смещением. На мой взгляд, такой номинал потенциально может привести к “саморазогреву” лампы на пиках сигнала при длительной эксплуатации усилителя и (или) при “старении” лампы выходного каскада. Номинал резистора утечки сетки можно было бы уменьшить, но для сохранения полосы и минимального фазового сдвига в области НЧ одновременно требуется увеличить номинал межкаскадного конденсатора – что, по всей видимости было сделать затруднительно по тем или иным причинам. Отрицательное напряжение смещение на сетке лампы 300В регулируется в пределах -62…-85V, что позволяет установить ток покоя каскада в дипазоне примерно от 30 до 80mA. При анодном напряжении = +350…+360V это хороший, “безопасный” режим работы 300В. Срок службы при работе лампы в таком режиме будет долгим, но, конечно выходная мощность каскада при этом будет меньше “ожидаемой”.
Выходной трансформатор усилителя имеет сопротивление  первичной обмотки постоянному току= 270 Ом, сопротивление постоянному току вторичной обмотки ~ 0.9 Ом, что несколько больше ожидаемого.  Для 300В было бы оптимально, чтобы сопротивление первичной обмотки выходного трансформатора не превышало бы 200 Ом, а вторичной обмотки ~ 0.5 Ом, это позволило бы получить лучший КПД каскада (выходная мощность была бы выше) и меньшее выходное сопротивление. Коэффициент трансформации выходного трансформатора = ~ 31, что при подключении на вторичную обмотку нагрузки сопротивлением 5 Ом дает расчетное значение Ra ~ 4.8 кОм. С учетом сопротивления первичной обмотки постоянному току можно считать Ra = ~ 5 кОм. Измеренное выходное сопротивление каскада при этом составляет ~ 2.4 Ом, максимальная выходная мощность ~ 4W.  Совершенно очевидно, что сопротивление постоянному току обмоток выходного трансформатора слишком велико.
Блок питания усилителя – трансформаторный, с выпрямителем анодного напряжения на кенотронах. Накальные цепи первого каскада питаются напряжением переменного тока, накальные цепи выходного каскада – выпрямленным напряжением постоянного тока. Помимо этого, у трансформатора есть дополнительные обмотки для питания выпрямителя напряжения смещения и выпрямителя для питания модулей дистанционного управления громкостью и модуля стрелочных индикаторов уровня. Все эти выпрямители выполнены по простой мостовой схеме с одним фильтрующим конденсатором, без дополнительных балластных/фильтрующих RC цепочек. Выпрямитель анодного напряжения выполнен по схеме с конденсатором на входе и LC фильтром. Напряжение питания первого каскада дополнительно фильтруется RC фильтром. Я не могу назвать вариант размещения всех служебных обмоток на одном трансформаторе – разумным. Для уменьшения взаимовлияния и взаимопроникновения помех от пиков зарядных токов мостовых выпрямителей было бы правильным разместить часть обмоток (например для питания накалов выходных ламп) на отдельном трансформаторе и применить дополнительные балластные/фильтрующие RC цепи хотя бы в выпрямителе источника питания накала ламп выходного каскада. На мой взгляд, величина помех и их проникновение между каналами были бы существенно (на 15…20dB) меньше при питании накалов ламп выходного каскада стабилизированным напряжением постоянного тока. Или, как самый простой, но хороший по “звуку” вариант – переменным напряжением с “центровкой” накала низкоомными подстроечными резисторами для минимизации помех. Ну и конечно – выбор конструктива силового трансформатора на броневом сердечнике ТС-250 – без экранирующих обмоток, без пропитки – как-то плохо сочетается со стремлением получить хороший звук. И таки да – расположение силового трансформатора на правом крае шасси и фильтрующих дросселей под ним, рядом с выходным трансформатором правого канала – совершенно не оптимально как в плане уменьшения уровня наводок и помех, так и в плане оптимального, симметричного монтажа стереоусилителя. И кстати – насчет примененных комплектующих – ну никак они не соответствуют “статусу” лампы 300В.

В ходе обсуждения с заказчиком было принято решение о некоторой доработке с сохранением всех функциональных особенностей и внешнего вида, но с полным пересмотром внутреннего содержимого. Усилитель на 300В должен звучать как полагается 🙂

Что сделано в ходе доработки:

  • В рамках возможностей корпуса 🙂 пересмотрена концепция монтажа – трассировка общего сделана шиной, изменено расположение фильтрующих конденсаторов и резисторов нагрузки первого каскада, фильтрующие емкости в питании первого каскада были разделены на две части – первая емкость рядом с дросселями фильтра, вторая – непосредственно рядом с каскадом.  Убраны многочисленные монтажные планки, таким образом число переходных соединений значительно уменьшилось.
  • Заменены почти все сигнальные и вспомогательные проводники (за исключением цепей накала), проводники в цепях накала были свиты более плотно.  Заменены проводники, подключающие в схему первичную и вторичную обмотки выходных трансформаторов. Накальные обмотки трансформатора питания для ламп драйверного каскада “отцентрованы” резисторами, средняя точка заземлена. Это существенно снизило уровень наводок и помех в накальных цепях.
  • Заменены все резисторы в фильтрующих и сигнальных цепях. Я применил Panasonic и Vishay Dale (NOS). Резисторы во вспомогательных цепях (индикация, комутация реле, ДУ) остались те же.
  • Заменены почти все конденсаторы в фильтре цепей питания, остался только первый конденсатор CLC фильтра выпрямителя и конденсаторы в фильтре в источника напряжения смещения. Я применил Panasonic и Jensen.
  • Межкаскадные полипропиленовые конденсаторы были заменены на “фольга+бумага+масло”, я применил “наши” К-40У9 (NOS) военной приемки.
  • Крепеж элементов был выполнен при помощи высокачественных клеевых площадок и хомутов, термоклей был полностью убран.
  • Схема была немного доработана – пересчитан и скорректирован режим работы первого каскада, пересчитаны входные цепи выходного каскада. Для улучшения термостабильности режима в выходной каскад добавлена цепь автоматического смещения. Доработаны цепи регулировки смещения – теперь регулировка происходит более плавно и в более широком диапазоне.


В результате – усилитель “запел” 🙂 Тембры стали естественно-привычные, звучание приобрело насыщенность, динамику и объем. Теперь уже слышно, что это усилитель на 300В. На мой взгляд – это максимально-минимальная 🙂 доработка конструкции – без замены ламп и трансформаторов, без доработки шасси.

Схема конструкции после доработки –

Собственно, новая схема не очень сильно отличается от старой. 🙂 Напряжения в скобках /+332V (например)/ – это напряжения под нагрузкой, то есть с установленными лампами выходного каскада и с током покоя = 80 mA на канал. Напряжения под нагрузкой зависят от типа и характеристик примененного кенотрона и могут отличаться от указанных на 20…30 Вольт.
Усилитель по-прежнему двухкаскадный, первый каскад на пентоде 6Ж52П в триодном включении, с резистивной анодной нагрузкой и катодным автосмещением. Я немного увеличил напряжение смещения первого каскада до +1.7… /+2.0V/, это значит, что максимальное входное напряжение увеличено до уровня ~ 1.7*0.7 = 1.2V RMS. Я так же увеличил сопротивление анодной нагрузки (до 11 кОм) и напряжение на аноде, теперь оно = +174…/+219V/. Это значит, что запас по максимальному выходному напряжению первого каскада стал больше, а линейность – лучше. Коэффициент усиления каскада ~ 67, что при входном напряжении 1.2V RMS позволяет получить на выходе 1.2*67 = 80V RMS (~ 113V Peak), что с большим запасом достаточно для “раскачки”  выходной лампы 300В. 
Второй каскад – на прямонакальном триоде 300В, с трансформаторной нагрузкой и с автоматическим регулируемым (комбинированным) смещением, что позволяет устанавливать и подстраивать ток рабочей точки каскада в желаемых пределах, сохраняя при этом стабильность рабочей точки лампы при возникновении сеточных токов при саморазогреве и (или) перегрузке.  Номинал резистора автосмещения = 100 Ом, он же используется как “контрольный” резистор, по падению напряжения на нем можно проконтролировать и установить ток покоя лампы выходного каскада. Контрольное напряжение в 1V соответствует 10 mA тока покоя, то есть при токе покоя = 80 mA напряжение на этом резисторе будет = +8V. Контрольные напряжения для каждого канала выведены на клеммы на задней панели усилителя.Связь между каскадами – емкостная, я применил конденсатор K40-У9 (фольга + бумага + масло). Номинал резистора утечки сетки лампы 300В был уменьшен до вполне безопасного значения  = 330 кОм. Отрицательное напряжение смещение на сетке лампы 300В регулируется в пределах примерно от  -40 до -80V, что позволяет установить ток покоя каскада в диапазоне примерно от 20 до 100 mA, рекомендовванный ток покоя = 75…80 mA При анодном напряжении = +340…+360V это по-прежнему хороший, “безопасный” режим работы 300В.
В блоке питания усилителя я заменил NoName конденсаторы фильтра питания на Panasonic и Jensen,  организовал и присоединил на общий “среднюю точку” напряжение питания накала ламп первого каскада. Это улучшило тембральный баланс и дало ощущение “динамики”, “подвижности” звука и уменьшило уровень проникновения помех из цепей накала.

Несколько фото –

Март-Апрель 2020 г. Владивосток

Цифра и “цифрит”. Мысли вслух. Часть 2

Котельников, его теорема, выходной каскад ЦАП и DSD

Считается доказанным, что любой стохастический (произвольный, случайной формы) сигнал, спектр которого выше определенной частоты равен нулю, может быть восстановлен по цифровым отсчетам, взятым через одинаковые промежутки времени, частота следования которых более чем в два раза должна превышать верхнюю частоту в спектре исходного сигнала. Для восстановления нужно каждый отсчет умножить на так называемый “Базис Котельникова”, который представляет собой некую интерполяционную функцию определенного вида.

Итак, еще раз – для точного восстановления сигнала необходимо производить определенные математические вычисления над имеющимися отсчетами – тем или иным способом 🙂

В случае с NOS ЦАП эти вычисления производит аналоговый выходной каскад, на вход которого с микросхемы ЦАП подается некие фиксированные уровни напряжения или тока, пропорциональные значению цифровых отсчетов, а на его выходе – изменения напряжения должны быть “гладкими”, “аналоговыми”. 🙂 Общепринятая схемотехника такого выходного каскада – интегратор напряжения (ФНЧ) с мощным буферным каскадом. Для меня совершенно очевидно, что функционально простое интегрирование отсчетов – лишь очень грубое приближение к реально требуемым математическим вычислениям по формуле Котельникова и таким образом строго говоря – ни один из ЦАП не способен 100% точно восстановить исходный аналоговый сигнал.


Попробуем хотя бы в первом приближении “По Котельникову” восстановить исходный аналоговый сигнал из цифрового, записанного в формате CD-audio. Формула восстановления сигнала:

kotelnikova-teoremy-nischeta-

t – текущее время, n – номер отсчета, T – период, через который берутся отсчеты 1/44.1кГц = 22.7мкс.

Предположим, что исходный аналоговый сигнал – обычный синус. Необходимо определиться, сколько нужно вычислить промежуточных значений между соседними отсчетами. В практике приближенных инженерных вычислений, для уверенного восстановления синуса достаточно 15…20 отсчетов. Возьмем 15 отсчетов. Для получения любого промежуточного значения нам нужна сумма ряда от “-” до “+” бесконечности. В реальности длительность сигнала, который записан на CD ограничена по времени 🙂 , поэтому логично снизить количество учитываемых отсчетов в сумме ряда до какого-нибудь конечного числа.

Для этого произведем такую оценку: через какое время пик (максимальное значение) функции станет меньше, чем единица младшего разряда.

Сигнал у нас 16 разрядный (CD-audio). Производим оценку:

kotelnikova-teoremy-nischeta-

Здесь 0<t<T, синус во времени меняется от -1 до +1 (заменяем на 1, что тоже неверно с точки зрения математики, но вполне допустимо с точки зрения физики процесса). Решая неравенство относительно “n”, получаем, что надо учитывать минимум 20860 отсчетов. Формула восстановления сигнала требует брать отсчеты не только “назад”, но и “вперед”, значит надо учитывать уже 41720 отсчетов.
Это значит, что относительно текущего момента времени, для достоверного восстановления текущего значения амплитуды сигнала необходимо использовать как 20860 “прошлых” отсчетов, так и 20860 “будущих” отсчетов, то есть необходим некий промежуточный буфер исходных цифровых данных, над которыми производятся вычисления, плюс некий буфер для хранения результатов. В тот момент, когда обработаны все отсчеты до времени t=T, последний отсчет из “прошедшего” времени убирается из буфера и добавляется следующий отсчет из “будущего” времени. Текущее время изменяется в пределах 0<t<T.

Это очень упрощенная математическая модель идеального ФНЧ для формата 16/44. Такой фильтр невозможно реализовать в рамках аналоговой схемотехники, но методом цифровой обработки исходных отсчетов вполне можно посчитать любой промежуточный отсчет между двумя соседними исходными.

Оценим необходимые нам вычислительные мощности. Согласно формуле восстановления сигнала очевидно, что для получения одного значения необходимо выполнить 6 действий. Для получения необходимого количества (15) промежуточных значений в реальном времени необходимо выполнить:

N=15*(6+1(сумма ряда))*41720*44100 ~ 193 млрд. операций в секунду.

Если использовать таблицу готовых sin(x)/x, вычислений нужно меньше: одно умножение и одно сложение на каждый отсчет.

N=15*2*41720*44100~ 55 млрд. операций в секунду

Конечно, алгоритм вычислений можно оптимизировать. Например – брать не
15 отсчетов, а один. В этом случае:

N = ~ 3.7 млрд. операций в секунду – что тоже довольно много.

Можно формулу Котельникова использовать в варианте интерполяционной формулы Уиттекера – Шеннона. По всей видимости, можно применить и так называемое “быстрое” преобразования Фурье. Вероятно, этот вариант наиболее реально реализовать в “железе” – и скорее всего он уже кем-то реализован.

Для меня совершенно очевидно, что в реальном масштабе времени интерполяция с необходимым уровнем точности невозможна, а ошибки, вносимые процессом пересчета и интерполяции – тем заметнее, чем менее стационарен был оцифрованный сигнал. На практике это значит, что в оцифрованном для CD звуке нет очень многого из того, что присутствует в изначально аналоговой записи. А в аналоговой записи нет многого, что можно услышать в живом звуке.

Так же очевидно, что оцифровка в формате DSD позволяет свести ошибки до минимального технически достижимого (на сегодняшний момент) минимума. По всей видимости это значит, что DSD оцифровки мастер лент и (или) “прямая” DSD запись с последующим воспроизведением через Native-DSD ЦАП позволяют в итоге получить качество звучания, наиболее приближенное к “старой доброй” аналоговой записи. Но для обработки DSD в “реальной жизни” необходимо применение цифровой фильтрации. (см. Часть 1). Очередная “петля времени” ?

Февраль 2020 г.Владивосток

Цифра и “цифрит”. Мысли вслух. Часть 1

Оцифровка, ее запись и воспроизведение

Для удобства дальнейших рассуждений представим, что на АЦП подается сигнал с виниловой пластинки, на которой присутствует дефект, создающий острый импульс в некоторый момент времени. В цифровом образе этот импульс будет записан ровно в тот момент, когда он появился в звуковой дорожке, без какого-либо предварительного “звона”. **** В равной степени это справедливо для любого одиночного короткого высокочастотного сигнала, в том числе и музыкального, записываемого на студийном оборудовании 🙂

Но, по какой-то причине – после прохождения классического Цифрового Фильтра (ЦФ) с АЧХ и ФЧХ, близкой к идеальной, на осциллограмме восстановленного ЦАП сигнала практически всегда обнаруживается предшествующий “звон” или выброс, которого не было в исходной фонограмме. Значит ли это, что ЦФ вносит искажения?

На мой взгляд, правильный ответ нужно искать не только в особенностях цифро-аналогового преобразования, но и в особенностях аналого-цифрового преобразования. Тот самый импульс на дорожке виниловой пластинки перед АЦП прошел через необходимый в таком случае ФНЧ, но этот ФНЧ реализован в виде реальной электрической схемы, то есть не идеален. За счет этого  какая-то часть спектра импульса, лежащая выше частоты дискретизации АЦП обязательно останется в сигнале. И в момент аналого-цифрового преобразования (записи) АЦП создаст цифровой образ ослабленного импульсного сигнала у которого все гармоники частот, находящихся выше частоты дискретизации, будут включены в звуковой частотный диапазон.

Далее, при воспроизведении сохраненного оцифрованного сигнала (файла) ЦАП восстановит аналоговый сигнал, который соответствует исходному сигналу, плюс конечно и ультразвуковую часть спектра, включенную в область звуковых частот. То есть – восстановится импульсный сигнал, казалось бы успешно “отфильтрованный” на этапе аналого-цифрового преобразования и – более того,  из-за неидеальности цифро-аналогового преобразования этот сигнал будет иметь форму, весьма далекую от исходной – с выбросами и предварительными “звонами”. Строго говоря, в том что они появились нет никакой проблемы или неисправности ЦАП и Цифрового Фильтра. Информация о них есть в самой цифровой фонограмме и она обязательно проявятся, если ее восстанавливать максимально точно математически. Можно сказать, что ЦФ в ЦАП как бы “не знает”, что исходный сигнал прошел аналоговый ФНЧ перед оцифровкой 🙂

То есть – “Математически Точный” Цифровой Фильтр не “фильтрует” некий исходный цифровой сигнал – а по заданным алгоритмам воссоздает заново некую цифровую последовательность, информацию об исходном сигнале.

Существуют Цифровые Фильтры, которые не имеют “звона” при восстановлении импульса, но они не являются математически точными, так как вносят значительные фазовые и (или) амплитудо-частотные искажения. Идеальный ФНЧ имеет полосу пропускания от 0 Гц и по шкале времени (фазы, по сути) работает симметрично от минус до плюс бесконечности, что на практике (в “железе”) реализовать невозможно. Не идеальный ФНЧ можно сконструировать ограничив шкалу времени от нуля до бесконечности (ограничить по фазе) и такими образом убрать предварительный “звон”, но – невозможно добиться одновременно отсутствия “звона” и ограничения частотных и (или) динамических (“амплитудных” 🙂 ) потерь в сигнале и отсутствия восстановления гармоник частот помех.

На практике обычно применяют два наиболее распространенных способа.

Первый способ – наиболее прост – согласиться на потери в исходном сигнале. Поскольку предварительный “звон” имеет сравнительно узкий частотный спектр, близкий к половине частоты дискретизации, то применив Цифровой ФНЧ с пониженной частотой среза можно существенно ослабить его заметность. Например можно выбрать частоту среза ФНЧ =19 kHz вместо 22 kHz и выбрать менее крутой спад АЧХ, что почти гарантированно ослабит различные паразитные ВЧ составляющие исходного сигнала. При этом, конечно неизбежно теряется и часть полезного сигнала, но существенно снижается заметность цифровых артефактов (aka “цифрит”) и исчезает “звон” при воспроизведении импульсов.Такие Цифровые Фильтры  обычно имеют в своем названии слово “Soft”.

Второй способ – отказаться от Цифрового Фильтра, но при этом уйти вверх по частоте дискретизации, тем самым транспонируя спектр помех и их гармоник существенно выше звуковой области. В частности, если при воспроизведении файлов выполнить передискритизацию с частотой ~192K, то применяя только Аналоговый ФНЧ на выходе ЦАП с частотой среза, например ~ 50 kHz, то можно добиться хорошего компромисса по качеству звука при широкой полосе воспроизводимых частот в области ВЧ, минимальных фазовых искажениях и очень низком уровне остаточных ультразвуковых составляющих помех и их гармоник.

То есть, логично получается вполне очевидный вывод, что для воспроизведения CD-rip’ов и  студийных исходников 48…192K без их конвертации в DSD лучше всего подойдет Hi-Res PCM ЦАП без ЦФ и с несложным аналоговым ФНЧ в выходном каскаде. 🙂

Январь 2020 г.Владивосток

P.S. К таким выводам меня привел довольно старый пост неизвестного автора на одном из форумов по оцифровке “винила”. К сожалению, имя автора и название форума я не запомнил.