Обмер, обвес и (возможно) – недолив

Недавно на одном из форумов обсуждался некий 🙂 транзисторный усилитель, технические данные которого меня заинтересовали –

“…Усилитель ХХLABS ХХ25 работает в классе А, выполнен по трехкаскадной схеме.Ток покоя выходного каскада составляет 1 А. Общая емкость конденсаторов блока питания составляет более 100 000 мкф, мощность тороидального трансформатора в блоке питания – 200 Вт. Внутренний монтаж усилителя выполнен высококачественным проводом из бескислородной меди во фторопластовой изоляции. Усилитель комплектуется оригинальным сетевым шнуром.

Основные технические характеристики:

  • Максимальная выходная мощность – 25 Вт/4 Ом, 13 Вт/8 Ом
  • Диапазон рабочих частот – 5 Гц…200 кГц по -3 дБ
  • Чувствительность усилителя по входу – не менее 0.5 В
  • Глубина регулировки громкости – 99 дБ
  • Скорость нарастания выходного сигнала – не менее 50 В/мкс
  • Коэффициент нелинейных искажений (мощность -3 дБ от максимальной, нагрузка 4 Ом) – не более 0.5%
  • Уровень шумов и помех – не выше -90 дБ
  • Выходное сопротивление на частоте 50 Гц – не более 0.3 Ом
  • Потребляемая мощность – не более 100 Вт
  • Размеры (без ручек, ножек и разъемов) – 330 х 330 х 106 мм
  • Вес – не более 12 кг

Усилитель выполнен в алюминиевом, анодированном в черный цвет корпусе, боковые панели отсутствуют, для улучшения охлаждения радиаторов, расположенных по бокам корпуса.
Усилитель имеет 5 линейных входов для подключения источников сигнала (4 входа – RCA, один вход – XLR). Входы могут переключаться как с пульта ДУ, так и нажатием энкодера на передней панели.
Громкость в усилителе регулируется при помощи релейного аттенюатора. Управление аттенюатором осуществляется с пульта ДУ, а также вращением энкодера на передней панели.
Усилитель оснащен системой подавления переходных процессов при включении и выключении усилителя – никаких щелчков в акустических системах. Усилитель может находиться в спящем режиме, вход и выход из спящего режима осуществляется с пульта ДУ, а также нажатием энкодера на передней панели усилителя….”

На вышеупомянутом форуме я обратил внимание на некоторые “нестыковки” в приведенных технических данных, а именно –

Усилитель работает в классе А, при этом
Ток покоя выходного каскада составляет 1 А.
Максимальная выходная мощность – 25 Вт/4 Ом, 13 Вт/8 Ом, при этом
Потребляемая мощность – не более 100 Вт и это все при том, что
Вес – не более 12 кг

Простой примерный расчет показывает, что –

При выходной мощности 25Вт (RMS) P=I^2*R I=SQRT(P/R), ток черех нагрузку c импедансом 4Ом составит I= SQRT(25/4) = 2.5A
В классе А пиковый ток, отдаваемый каскадом в нагрузку, не может быть больше тока покоя. Заявленный ток покоя составляет 1A – ???

Теоретический КПД каскада, работающего в классе А = 50%. 25Вт + 25Вт = 50 Вт, то есть потребляемая мощность должна быть не менее 100 Вт.
Заявленная потребляемая мощность не более 100Вт. – ???

По моему мнению, выходной каскад этого усилителя работает в классе АВ и я не вижу в этом ничего “порочного”. Мне только непонятно – почему в описании конструкции был упомянут класс А?

От разработчика был получен такой ответ –

Здравствуйте!
В целом оба Ваши утверждения не соответствуют действительности.
Могу объяснить подробнее в личке или в теме по усилителю.
С уважением,
……”

Конечно, я попросил более подробные объяснения. Привожу их здесь с моими комментариями. Может, кого-то мое мнение заинтересует.

” …Формула верна для среднего тока. Максимальный ток для синуса будет в 1.4 раза больше – 3.5 А… “

Да, конечно это так и есть. Но зачем вы это написали? 🙂

“…Как я уже писал – основной критерий класса А – работа усилительного элемента (лампы, транзистора) без отсечки выходного тока. Отсюда вытекает важное следствие – отсутствие перехода из режима отсечки в активный режим, а следовательно отсутствие коммутационных искажений (качественный звук на низкой громкости, первый ватт и т.п.). Следовательно, любой усилитель, отвечающий этим критериям работает в классе А. Теперь про соотношение тока покоя и максимального выходного тока – формально оно может быть любым, если выполняется главный критерий. Для некоторых топологий ток покоя много больше максимального выходного тока(например каскад с резистивной нагрузкой), для некоторых они примерно равны(нагрузка на источник тока или трансформатор), для некоторых ток покоя много меньше максимального выходного тока(управляемый источник тока)…”

Как это?  Нагрузка вдруг перестает потреблять ток?  Если усилитель двухтактный с двухполярным питанием, то токи покоя каждого из плеч равны и в отсутствии сигнала “сбалансированы”, то есть компенсируют друг друга таким образом, что в отсутствии сигнала ток через нагрузку = 0. Пусть сигнал имеет синусоидальную форму. В процессе усиления ток сигнала через нагрузку будет менять свое направление – “втекать” при положительном напряжении на нагрузке и “вытекать” при отрицательном.  В классе А  каждое из плеч выдает в нагрузку всю амплитуду тока – как “втекающего”, так и “вытекающего” (относительно среднего значения, то есть тока покоя). Следовательно, если плечо работает без “отсечки” то и ток покоя никак не может быть меньше, чем ток через нагрузку, иначе ток через нагрузку неизбежно будет ограничиваться. То есть – если ток покоя меньше максимально-допустимого (расчетного) тока через нагрузку – то “отсечка” в той или иной степени присутствует, следовательно каскад работает не в классе А. То, что в топологии плеча двухтактного каскада присутствует управляемый источник тока – относительно тока сигнала через нагрузку ничего не меняет, если только выходной каскад не представляет собой управляемый источник “двухполярного” тока, то есть способен не только отдавать, но и “принимать” ток. В этом случае – да, ток покоя может быть примерно в два раза меньше тока, потребляемого нагрузкой на заданной мощности. Отличительное свойство такого каскада – высокое выходное сопротивление, то есть для получения требуемого напряжения сигнала при низком импедансе нагрузки потребуется довольно высоковольтный источник питания. Или, как вариант – можно  охватить каскад петлей ООС. Или применить дополнительный буферный каскад со 100%-й ООС.

Качество реализации любой из этих топологий может быть различным – от плохого до превосходного, но от этого они не перестают работать в классе А. Топология, которую я использую(управляемый источник тока), я неоднократно сравнивал с другими усилителями, работающими в классе А и построенными по различным топологиям, и эти сравнения подтвердили весьма высокое качество этой топологии. Но это уже так, к слову.”

Действительно “к слову”. Опять – зачем вы это написали? 🙂 Насчет “высокого качества” – возможно и так – и таки да –  упростить требования к блоку питания  эта топология позволяет.

По поводу КПД и потребляемой мощности. Реальный КПД даже ниже – порядка 45% – для синуса. Но здесь есть нюанс – выходная мощность указывается для синусоидального сигнала, это общепринятое правило, если не указано иное. А потребляемая мощность, это также общепринятое правило, указывается та, которая реально потребляется. Для бытовой техники указывается активная мощность, по крайней мере в нашей стране, т.к. для физлиц реактивная мощность не тарифицируется.”

Опять – какое отношение к режиму работы выходного каскада усилителя имеют энергетические тарифы для физлиц? 🙂 Так и укажите в характеристиках реальную потребляемую мощность при работе усилителя с сигналом синусоидальной формы. То есть – на нагрузке – максимальный синусоидальный сигнал – какая при этом будет потребляемая усилителем мощность?

“Теперь вернемся к цифрам – при максимальной мощности на синусе 25 Вт, мощность музыкального сигнала с учетом его минимального пик-фактора около 9 дБ вчетверо меньше – т.е. около 6 Вт. Соответственно потребляемый ток, а следовательно и потребляемая мощность снижаются вдвое. Реально, с учетом тока покоя потребляемая мощность составляет около 40 Вт/канал, это измеренная цифра + потери мощности на диодах выпрямителя, трансформаторе – в итоге получается 100 Вт. Так что в итоге реальный КПД на музыке около 12%.”

Интересно получается. Измеряем на синусе, а потребление считаем на музыкальном сигнале… То есть получается, что  методика проведения измерений меняется в процессе проведения измерений. 🙂  Очевидно, что принимая во внимание пикфактор музыкального сигнала можно сэкономить на  мощности блока питания. Но ведь в этом случае мощности блока питания будет совершенно недостаточно, чтобы  на синусоидальном сигнале обеспечить заявленную максимальную выходную мощность? И тогда получается несоответствие в заявленных технических характеристиках.

Я понимаю, что это связано с топологией построения выходного каскада, но в любом из вариантов получается так –

Реальный заявленный КПД = 12%.  Потребляемая мощность = 100Вт. То есть долговременная «полезная» мощность, выделяемая на нагрузке = 12Вт, то есть 6Вт на канал. Если проводить измерения  на синусоидальном сигнале это и будет реальная  выходная мощность, но учитывая емкость конденсаторов в фильтре БП – не исключено, что в “импульсе” усилитель таки сможет выдать 25Вт на 4 Ом.

Итак – заявлено  =25Вт в классе A, в реальности  – в лучшем случае =6Вт долговременной мощности, которую усилитель реально способен отдать в нагрузку. Обоснование – “для воспроизведения музыкального сигнала, с учетом его минимального пикфактора – требования к блоку питания можно снизить, а цифру заявленной в характеристиках максимальной выходной мощности – можно увеличить в ~4 раза”. Замечательно 🙂 

Интересно, а цифра “-3db” в диапазоне рабочих частот означает величину спада на краях диапазона? А какой был уровень выходного сигнала (относительно его максимального значения) на котором проводились измерения?  Как только что было выяснено, на стационарном синусоидальном сигнале 25Вт RMS на нагрузке 4 Ом усилитель не обеспечит, то есть провести измерения полосы пропускания на заявленной максимальной выходной мощности без перегрева блока питания или транзисторов выходного каскада не представляется возможным. Так при какой же выходной мощности обеспечивается заявленная полоса пропускания?  6Вт?  То есть – 6Вт на выходе и полоса 200кГц по -3dB?  Это что – усилитель JLH 1969 года ? 🙂

Далее, как же тогда – “Скорость нарастания выходного сигнала – не менее 50 В/мкс”?

Как известно, скорость нарастания однозначно определяет полосу пропускания для заданной амплитуды импульса и наоборот. Итак, пусть заявленная полоса пропускания = 200 кГц. Допустим, что усилитель все таки может “выдать” в импульсе мощность P=25Вт на нагрузку R=4 Ом, в этом случае напряжение на нагрузке будет Uн=SQRT(P*R) = 10 V (RMS), амплитудное значение Umax = 14V

По известной формуле Fmax = SR/(2п*Umax),  то есть SR (скорость нарастания, V/S) = 2п*Fmax*Umax . Получаем SR (V/uS) = 6.28*200000*14 =~ 17.6 V/uS. 

Для реальной мощности  6 Вт на канал  Umax = 7V, SR = 8.8 V/uS. 

Хм… “Але Гараж!  Мне тут залили дизель вместо бензина!!!” 🙂

Интересно, а что еще “не так” в заявленных характеристиках ?

Дополнение от 25-09-20:

Удалось посмотреть схему этого усилителя. Однополярное питание, конденсатор на выходе. Выходной каскад – однотакный – истоковый повторитель с управляемым источником тока в истоке. Каскад охвачен ООС по переменному току, то есть нагрузка отсоединена от общего через резистор – таким образом весь ток нагрузки протекает через резистор, напряжение на котором изменяет ток, протекающий через выходной транзистор. В этом случае ток покоя каскада можно установить равным примерно половине расчетного тока через нагрузку, а импеданс нагрузки непосредственно определяет требуемое текущее значение тока каскада. Хитро придумано 🙂

  • Замечание 1 – Вместе с током каскада естественно изменяется и выходное сопротивление.
  • Замечание 2 – Динамическое изменение выходного сопротивления скорее всего будет заметно на слух и скажется на субъективных динамических свойствах каскада.
  • Замечание 3 – Некая аналогия – переход “классического” двухтактного выходного каскада из класса А в класс АВ так же сопровождается изменением выходного сопротивления.
  • Замечание 4 – Допустим, такой каскад обеспечивает требуемый ток через нагрузку определенного (низкого) импеданса. Если отключить ООС по переменному току – то есть присоединить нагрузку к общему, минуя резистор – то, естественно, каскад не сможет выдать в нагрузку требуемый ток. Получается, что без ООС режим работы каскада скорее похож на АВ, чем на А.
  • Замечание 5 – В каком бы режиме не работал выходной каскад, это никак не умаляет требования к блоку питания. Очевидно, что если в процессе работы нагрузка потребляет некий ток, то блок питания все-таки должен этот ток обеспечить.

Август 2020 г.Владивосток

Цифра и “цифрит”. Мысли вслух. Часть 3

После публикации частей 1 и 2 потребовались некоторые дополнительные пояснения.

Очевидно, что “цифра”, записанная на CD – не является “точной цифровой копией” исходного аналогового сигнала. Это всего лишь набор цифровых данных для проведения дальнейших вычислений.

В самом простом варианте эти вычисления должен производить выходной каскад ЦАП, который по сути является аналоговой вычислительной машиной и в общем случае это интегратор – интерполятор. Проведение аналоговых вычислений с требуемой точностью – та еще задача, поэтому логично провести вычисления в два этапа. На первом этапе – сделать пересчет (передискретизацию) исходных цифровых данных, рассчитав дополнительные цифровые отсчеты и таким образом существенно облегчив задачу для второго этапа – точного интегрирования и интерполяции “аналоговой машиной” большего числа отсчетов. По ходу выясняется, что в процессе передискретизации неизбежно возникают так называемые “цифровые шумы” – ошибки в данных, вызванные конечной точностью алгоритмов вычислений, аппаратные помехи, вызванные схемотехническими особенностями построения цифровых схем и т.п. То есть – на этапе обработки цифровых данных результат вычислений желательно “фильтровать” 🙂 и только после этого преобразовывать в аналоговую форму. Цифровая фильтрация, в свою очередь, хоть и позволяет существенно очистить данные от ошибок передискретизации, но вносит свои, характерные ошибки “цифровой фильтрации”, плюс аппаратные помехи.

Оцифровка аналогового сигнала в формат DSD – пожалуй является “более-менее точной цифровой копией” исходного аналогового сигнала. И вроде как (в теории) 🙂 преобразование “цифровой копии” в аналоговую должно происходить легче – достаточно очень простой “аналоговой вычислительной машины” – обычного интегратора. Но на практике – в реальной жизни – все портят особенности схемотехники – уровень аппаратных помех при таком “простом” решении получается слишком уж большим, интеграция устройств и оптимизация трассировки дорожек платы, монтажа компонентов в некоторой степени решают проблему – но не полностью. В итоге – без предварительной обработки и фильтрации цифровых данных обойтись не получается, то есть характерные ошибки результатов вычислений и аппаратные помехи неизбежно присутствуют и в этом случае – но их характер все-таки предсказуемее, чем в случае передискретизации PCM.

И да, часто возникает подозрение, что в некоторых ЦАП помимо цифровой фильтрации происходит и DSP исходных данных. Очень уж своеобразно интерпретируется разными ЦАП вроде бы одно и то же звуковое пространство.

Июль 2020 г.Владивосток

Цифра и “цифрит”. Мысли вслух. Часть 2

Котельников, его теорема, выходной каскад ЦАП и DSD

Считается доказанным, что любой стохастический (произвольный, случайной формы) сигнал, спектр которого выше определенной частоты равен нулю, может быть восстановлен по цифровым отсчетам, взятым через одинаковые промежутки времени, частота следования которых более чем в два раза должна превышать верхнюю частоту в спектре исходного сигнала. Для восстановления нужно каждый отсчет умножить на так называемый “Базис Котельникова”, который представляет собой некую интерполяционную функцию определенного вида.

Итак, еще раз – для точного восстановления сигнала необходимо производить определенные математические вычисления над имеющимися отсчетами – тем или иным способом 🙂

В случае с NOS ЦАП эти вычисления производит аналоговый выходной каскад, на вход которого с микросхемы ЦАП подается некие фиксированные уровни напряжения или тока, пропорциональные значению цифровых отсчетов, а на его выходе – изменения напряжения должны быть “гладкими”, “аналоговыми”. 🙂 Общепринятая схемотехника такого выходного каскада – интегратор напряжения (ФНЧ) с мощным буферным каскадом. Для меня совершенно очевидно, что функционально простое интегрирование отсчетов – лишь очень грубое приближение к реально требуемым математическим вычислениям по формуле Котельникова и таким образом строго говоря – ни один из ЦАП не способен 100% точно восстановить исходный аналоговый сигнал.


Попробуем хотя бы в первом приближении “По Котельникову” восстановить исходный аналоговый сигнал из цифрового, записанного в формате CD-audio. Формула восстановления сигнала:

kotelnikova-teoremy-nischeta-

t – текущее время, n – номер отсчета, T – период, через который берутся отсчеты 1/44.1кГц = 22.7мкс.

Предположим, что исходный аналоговый сигнал – обычный синус. Необходимо определиться, сколько нужно вычислить промежуточных значений между соседними отсчетами. В практике приближенных инженерных вычислений, для уверенного восстановления синуса достаточно 15…20 отсчетов. Возьмем 15 отсчетов. Для получения любого промежуточного значения нам нужна сумма ряда от “-” до “+” бесконечности. В реальности длительность сигнала, который записан на CD ограничена по времени 🙂 , поэтому логично снизить количество учитываемых отсчетов в сумме ряда до какого-нибудь конечного числа.

Для этого произведем такую оценку: через какое время пик (максимальное значение) функции станет меньше, чем единица младшего разряда.

Сигнал у нас 16 разрядный (CD-audio). Производим оценку:

kotelnikova-teoremy-nischeta-

Здесь 0<t<T, синус во времени меняется от -1 до +1 (заменяем на 1, что тоже неверно с точки зрения математики, но вполне допустимо с точки зрения физики процесса). Решая неравенство относительно “n”, получаем, что надо учитывать минимум 20860 отсчетов. Формула восстановления сигнала требует брать отсчеты не только “назад”, но и “вперед”, значит надо учитывать уже 41720 отсчетов.
Это значит, что относительно текущего момента времени, для достоверного восстановления текущего значения амплитуды сигнала необходимо использовать как 20860 “прошлых” отсчетов, так и 20860 “будущих” отсчетов, то есть необходим некий промежуточный буфер исходных цифровых данных, над которыми производятся вычисления, плюс некий буфер для хранения результатов. В тот момент, когда обработаны все отсчеты до времени t=T, последний отсчет из “прошедшего” времени убирается из буфера и добавляется следующий отсчет из “будущего” времени. Текущее время изменяется в пределах 0<t<T.

Это очень упрощенная математическая модель идеального ФНЧ для формата 16/44. Такой фильтр невозможно реализовать в рамках аналоговой схемотехники, но методом цифровой обработки исходных отсчетов вполне можно посчитать любой промежуточный отсчет между двумя соседними исходными.

Оценим необходимые нам вычислительные мощности. Согласно формуле восстановления сигнала очевидно, что для получения одного значения необходимо выполнить 6 действий. Для получения необходимого количества (15) промежуточных значений в реальном времени необходимо выполнить:

N=15*(6+1(сумма ряда))*41720*44100 ~ 193 млрд. операций в секунду.

Если использовать таблицу готовых sin(x)/x, вычислений нужно меньше: одно умножение и одно сложение на каждый отсчет.

N=15*2*41720*44100~ 55 млрд. операций в секунду

Конечно, алгоритм вычислений можно оптимизировать. Например – брать не
15 отсчетов, а один. В этом случае:

N = ~ 3.7 млрд. операций в секунду – что тоже довольно много.

Можно формулу Котельникова использовать в варианте интерполяционной формулы Уиттекера – Шеннона. По всей видимости, можно применить и так называемое “быстрое” преобразования Фурье. Вероятно, этот вариант наиболее реально реализовать в “железе” – и скорее всего он уже кем-то реализован.

Для меня совершенно очевидно, что в реальном масштабе времени интерполяция с необходимым уровнем точности невозможна, а ошибки, вносимые процессом пересчета и интерполяции – тем заметнее, чем менее стационарен был оцифрованный сигнал. На практике это значит, что в оцифрованном для CD звуке нет очень многого из того, что присутствует в изначально аналоговой записи. А в аналоговой записи нет многого, что можно услышать в живом звуке.

Так же очевидно, что оцифровка в формате DSD позволяет свести ошибки до минимального технически достижимого (на сегодняшний момент) минимума. По всей видимости это значит, что DSD оцифровки мастер лент и (или) “прямая” DSD запись с последующим воспроизведением через Native-DSD ЦАП позволяют в итоге получить качество звучания, наиболее приближенное к “старой доброй” аналоговой записи. Но для обработки DSD в “реальной жизни” необходимо применение цифровой фильтрации. (см. Часть 1). Очередная “петля времени” ?

Февраль 2020 г.Владивосток

Цифра и “цифрит”. Мысли вслух. Часть 1

Оцифровка, ее запись и воспроизведение

Для удобства дальнейших рассуждений представим, что на АЦП подается сигнал с виниловой пластинки, на которой присутствует дефект, создающий острый импульс в некоторый момент времени. В цифровом образе этот импульс будет записан ровно в тот момент, когда он появился в звуковой дорожке, без какого-либо предварительного “звона”. **** В равной степени это справедливо для любого одиночного короткого высокочастотного сигнала, в том числе и музыкального, записываемого на студийном оборудовании 🙂

Но, по какой-то причине – после прохождения классического Цифрового Фильтра (ЦФ) с АЧХ и ФЧХ, близкой к идеальной, на осциллограмме восстановленного ЦАП сигнала практически всегда обнаруживается предшествующий “звон” или выброс, которого не было в исходной фонограмме. Значит ли это, что ЦФ вносит искажения?

На мой взгляд, правильный ответ нужно искать не только в особенностях цифро-аналогового преобразования, но и в особенностях аналого-цифрового преобразования. Тот самый импульс на дорожке виниловой пластинки перед АЦП прошел через необходимый в таком случае ФНЧ, но этот ФНЧ реализован в виде реальной электрической схемы, то есть не идеален. За счет этого  какая-то часть спектра импульса, лежащая выше частоты дискретизации АЦП обязательно останется в сигнале. И в момент аналого-цифрового преобразования (записи) АЦП создаст цифровой образ ослабленного импульсного сигнала у которого все гармоники частот, находящихся выше частоты дискретизации, будут включены в звуковой частотный диапазон.

Далее, при воспроизведении сохраненного оцифрованного сигнала (файла) ЦАП восстановит аналоговый сигнал, который соответствует исходному сигналу, плюс конечно и ультразвуковую часть спектра, включенную в область звуковых частот. То есть – восстановится импульсный сигнал, казалось бы успешно “отфильтрованный” на этапе аналого-цифрового преобразования и – более того,  из-за неидеальности цифро-аналогового преобразования этот сигнал будет иметь форму, весьма далекую от исходной – с выбросами и предварительными “звонами”. Строго говоря, в том что они появились нет никакой проблемы или неисправности ЦАП и Цифрового Фильтра. Информация о них есть в самой цифровой фонограмме и она обязательно проявятся, если ее восстанавливать максимально точно математически. Можно сказать, что ЦФ в ЦАП как бы “не знает”, что исходный сигнал прошел аналоговый ФНЧ перед оцифровкой 🙂

То есть – “Математически Точный” Цифровой Фильтр не “фильтрует” некий исходный цифровой сигнал – а по заданным алгоритмам воссоздает заново некую цифровую последовательность, информацию об исходном сигнале.

Существуют Цифровые Фильтры, которые не имеют “звона” при восстановлении импульса, но они не являются математически точными, так как вносят значительные фазовые и (или) амплитудо-частотные искажения. Идеальный ФНЧ имеет полосу пропускания от 0 Гц и по шкале времени (фазы, по сути) работает симметрично от минус до плюс бесконечности, что на практике (в “железе”) реализовать невозможно. Не идеальный ФНЧ можно сконструировать ограничив шкалу времени от нуля до бесконечности (ограничить по фазе) и такими образом убрать предварительный “звон”, но – невозможно добиться одновременно отсутствия “звона” и ограничения частотных и (или) динамических (“амплитудных” 🙂 ) потерь в сигнале и отсутствия восстановления гармоник частот помех.

На практике обычно применяют два наиболее распространенных способа.

Первый способ – наиболее прост – согласиться на потери в исходном сигнале. Поскольку предварительный “звон” имеет сравнительно узкий частотный спектр, близкий к половине частоты дискретизации, то применив Цифровой ФНЧ с пониженной частотой среза можно существенно ослабить его заметность. Например можно выбрать частоту среза ФНЧ =19 kHz вместо 22 kHz и выбрать менее крутой спад АЧХ, что почти гарантированно ослабит различные паразитные ВЧ составляющие исходного сигнала. При этом, конечно неизбежно теряется и часть полезного сигнала, но существенно снижается заметность цифровых артефактов (aka “цифрит”) и исчезает “звон” при воспроизведении импульсов.Такие Цифровые Фильтры  обычно имеют в своем названии слово “Soft”.

Второй способ – отказаться от Цифрового Фильтра, но при этом уйти вверх по частоте дискретизации, тем самым транспонируя спектр помех и их гармоник существенно выше звуковой области. В частности, если при воспроизведении файлов выполнить передискритизацию с частотой ~192K, то применяя только Аналоговый ФНЧ на выходе ЦАП с частотой среза, например ~ 50 kHz, то можно добиться хорошего компромисса по качеству звука при широкой полосе воспроизводимых частот в области ВЧ, минимальных фазовых искажениях и очень низком уровне остаточных ультразвуковых составляющих помех и их гармоник.

То есть, логично получается вполне очевидный вывод, что для воспроизведения CD-rip’ов и  студийных исходников 48…192K без их конвертации в DSD лучше всего подойдет Hi-Res PCM ЦАП без ЦФ и с несложным аналоговым ФНЧ в выходном каскаде. 🙂

Январь 2020 г.Владивосток

P.S. К таким выводам меня привел довольно старый пост неизвестного автора на одном из форумов по оцифровке “винила”. К сожалению, имя автора и название форума я не запомнил.

Возвращаясь к опубликованному. Настройка режимов усилителя STAX SRM-007t

После публикации заметки о переделке усилителей STAX SRM на 220V меня часто спрашивают о методике настройки усилителей STAX SRM и, в частности – о настройке режимов  усилителя SRM-007t  после замены ламп или просто “для профилактики”.  Суть настройки состоит в контроле  постоянного напряжения на выходе и балансе  выходного каскада усилителя.

Минимальное (в идеале – равное 0V) постоянное напряжение на выходе обеспечивает максимальный размах выходного переменного напряжения, а баланс выходного каскада обеспечивает симметрию выходного переменного напряжения и минимальный уровень искажений.

Выходной каскад SRM-007t собран на 4-х двойных триодах 6CG7, триоды каждой из ламп соединены параллельно – и на этом моменте стоит остановиться более подробно. Дело в том, что  соответствующие выводы “половинок” каждой из ламп не просто соединены между собой, а предусмотрена балансировка – подстройка “одинаковости” режима работы каждой из половинок.

Таким образом, последовательность настройки должна быть такой – сначала балансируем “половинки” триодов в каждой лампе, затем балансируем выходной каскад, затем выставляем близкое к “нулю” постоянное напряжение на выходе. Два последних шага – итерационны, то есть для более точной настройки их нужно выполнить несколько раз, обычно удается установить требуемые напряжения за 2-3 “подхода”.

Плата усилителя  выглядит так –

Для Левого (L-CH) и Правого (R-CH) каналов, если смотреть со стороны передней панели последовательно расположены следующие регулировочные резисторы: TVR1, TVR2, TVR4, TVR3.  Рядом с TVR4 расположены две “тестово-измерительные” пермычки “TP2”, а с TVR3 две перемычки “TP1” – они нужны для измерения напряжения на катодах каждой из “половинок” выходных ламп. Рядом с мощными резисторами R27 R28 (47К) расположены две “длинных” перемычки (R-CH и L-CH) – они нужны для измерения выходного напряжения и балансировки выходного каскада. Около конденсаторов блока питания расположена еще одна “длинная” перемычка – это “общий” (0V, GND).

Итак, крышку усилителя нужно снять, щупы вольтметра присоединить, например к TP1, включить усилитель и подождать минут 10, пока установится тепловой режим. Вольтметр покажет что-то вроде –

Потенциометром TVR3 нужно установить напряжение, максимально близкое к 0V. Если этого сделать не удается, то лампу (в данном случае V1) нужно заменить, ее “половинки” слишком сильно различаются по параметрам.

Аналогичные измерения и настройки нужно проделать с TVR4, TP2.

Затем щупы вольтметра нужно переместить на “длинные” перемычки и вращением движка TVR1 установить напряжение, максимально близкое к 0V. 

Затем “черный” (минусовой) щуп вольтметра нужно переместить на “длинную” перемычку в блоке питания и вращением движка TVR2 установить напряжение, максимально близкое к нулю. Нужно отметить, что из-за определенной температурной инерции “ноль” на выходе довольно нестабилен и постоянно “гуляет” в пределах нескольких вольт. Это является особенностью усилителей SRM, согласно данным сервисных инструкций, допустимый диапазон “гуляния” составляет около 15V.

После завершения настроек усилитель следует выключить, на “длинные” перемычки присоединить щупы осциллографа, на вход – подать сигнал с генератора и проверить баланс выходного напряжения по переменному току.  После включения и прогрева усилителя максимальное выходное напряжение (до видимого начала ограничения сигнала)  должно быть не менее 120+120V rms, ограничение должно происходить симметрично и “плавно”.  Уменьшение размаха максимального выходного напряжения и (или) сильный разбаланс напряжений говорит о старении выходных ламп, то есть о том, что их пора менять.

Март 2017г.                                                                             г.Владивосток

 

Иногда они возвращаются. Часть1. Еще раз про однотактный усилитель на KT88.

Схема этого усилителя была составлена по настойчивым просьбам начинающих любителей ламповой техники, которые хотели бы собрать очень качественный, но простой в сборке и наладке, универсальный, надежный и недорогой в эксплуатации однотактный усилитель, желательно на серийно выпускаемых и реально доступных к покупке качественных компонентах.

За основу я взял опубликованный ранее усилитель на 6922 и КТ88. Схема была модифицирована, применен драйвер с большим коэффициентом усиления, а выходной каскад выполнен по схеме с автоматическим смещением.

KT88_Amp_001

Входной каскад – SRPP на лампе 6SL7, выбран режим с довольно большим (для этой лампы) рабочим током = 2 mA. Максимальный размах выходного напряжения каскада на нагрузке 220К (R6) составляет ~ 150V Peak-to-Peak, коэффициент усиления ~ 45, выходное сопротивление 12К, что позволяет вполне уверенно “раскачать” динамическую входную емкость лампы KT88 в триодном включении. Расчетная полоса пропускания усилителя на “большом” сигнале  (без учета параметров выходного трансформатора) составляет не менее 60 кГц.

Выходной каскад – с автосмещением, режим работы лампы KT88 выбран близким к максимальному – ток покоя около 100 mA, рассеиваемая на аноде мощность примерно 38W. Ток покоя задается номиналом R9, на схеме указано минимальное значение = 330 Ом. Некоторые экземпляры “новодельных” KT88 плохо переносят режимы работы, близкие к максимальным – в этом случае номинал R9 следует увеличить до 400…430 Ом. R9 должен быть мощностью не менее 12W, можно применить несколько параллельно соединенных резисторов меньшей мощности.  Расчетное выходное сопротивление усилителя для нагрузки 8 Ом при выбранном режиме работы составляет ~ 1.6 Ом.

KT88_PS_001

Блок питания собран по традиционной для моих конструкций схеме. Выпрямитель – двухполупериодный, со средней точкой. В качестве выпрямительных применены высоковольтные полупроводниковые диоды серии FR107. плавное нарастание анодного напряжения и его фильтрация осуществляется фильтром на полевом транзисторе T1. Конструктивно он закреплен на шасси через изолирующую прокладку, это обеспечивает  необходимый теплоотвод. Делитель R4R5C5 поднимает” потенциал накальной обмотки над “общим” примерно на 60…70V. Для SRPP каскада подъем потенциала накала необходим, так как напряжение между катодом и накалом для верхнего триода превышает допустимое справочное значение (100V).  Емкость конденсатора С3 блока питания может быть безопасно увеличена до 1000…1500uF, это улучшит энерговооруженность блока питания и обеспечит более “основательную” проработку НЧ диапазона. Черезмерно увеличивать емкость С3  (>1500uF) не следует.

О компонентах – Трансформаторы Hammond 372JX (силовой) и 1628SEA (выходной). Усилитель стоит того, чтобы оформить его в виде моноблоков, силовых трансформаторов в этом случае понадобится два. 🙂  Резисторы – R9 – Mills, Vishay-Dale  мощностью не менее 12W, остальные резисторы Vishay-Dale, Kiwame, Panasonic- мощностью 1…2W. Регулятор R10 – TKD или, в крайнем случае – ALPS. Можно (и желательно) применить ступенчатый регулятор  на дискретных резисторах – DACT, GoldPoint и т.п. В случае оформления усилителя в виде моноблоков регуляторов понадобится два. Конденсаторы – электролитические – Panasonic, CDE, Nippon Chemicon. Конденсаторы С1 и С3 – Panasonic серии  FC, FM. Межкаскадный конденсатор С2 – Jensen Copper Foil Paper in Oil или, в крайнем случае K40-У9, его емкость может быть от 0.33 до 1 мкФ, рабочее напряжение – 630V. Применение межкаскадных конденсаторов с тефлоновым диэлектриком в этой схеме нежелательно. Разъемы – CMC (входные – 816, выходные – 858), применение более “экономичных” разъемов в этой схеме нежелательно. По лампам – я рекомендую NOS 6SL7 американского производства -Sylvania, Westinghouse, Radiotron – это то, что нужно. В крайнем случае можно применить наши 6Н9С или старые китайские 6N9P с металлической “юбкой”. Выходные лампы – лучший вариант – NOS Mullard, очень хороший – PSvane KT88 Mark II, Valve Art. Не рекомендую к применению KT88 от JJ и от Sovtek.

Этот усилитель  стоит того, чтобы собрать его “как полагается”, потратив определенную сумму на качественные комплектующие. По звуку эта простая конструкция – многократно надежнее, лучше, основательнее и солиднее популярных новодельных клонов известной схемы на 6SN7+300В.

Уверен, что этот усилитель задержится в вашей системе очень надолго.

Август 2015г.                                                                                г.Владивосток

P.S. Для интересующихся подробностями – результаты моделирования схемы усилителя в программах TubeCAD и SEAmpCAD KT88_2  6SL7_SRPP

P.S.S. Конструкция оказалась настолько востребованной, что мне пришлось дополнительно разработать еще один вариант усилителя –  с другим драйверным каскадом и ультралинейным включением лампы выходного каскада.

Вот схема:6N24P_KT88_001

Ультралинейное включение KT88 позволило получить выходную мощность около 8W на канал, а введение небольшой ООС понизило выходное сопротивление усилителя до 1.2 Ом (без ООС выходное сопротивление =~ 2 Ом), при этом полоса полной выходной мощности по уровню -1dB составляет 14Гц….19 кГц с неравномерностью не более 0.5 dB. Один из немногих случаев, когда ООС – в “тему”. 🙂  Этот вариант усилителя эксплуатируется в комплекте с большой “полочной” двухполосной акустикой “Odin” на динамиках Seas Excel в оформлении ФИ, с CD проигрываетелем в качестве источника звука и с трансформаторным пассивным регулятором-коммутатором Django.  Звучание системы – очень объемное и тонально насыщенное, эмоциональное, счастливый владелец охарактеризовал его как “зрелое”.  🙂

Сентябрь-Октябрь 2015г.                                                                         г.Владивосток

P.S.S.S.  Насчет монтажа. Отладку схемы я проводил на одном из “тестовых” шасси. По случаю решил наглядно показать преимущества и недостатки двух популярных способов монтажа. Вот макет однотактного усилителя, собранного по топологии “как-бы звезда” (2005 год)-

Amp_2005

Вот макет немного модифицированного варианта той же схемы, собранный по топологии “общая шина” (2015 год)

Amp_2015

🙂

Ноябрь 2015г.                                                                                г.Владивосток

Винил: Как добиться эталонной АЧХ?

1. Корректор

Для контроля АЧХ корректора удобно применить так называемую  Анти-RIAA цепь, например такую, как в статье “On Reference RIAA Networks” by by Jim Hagerman. (см раздел Литература)   Схема — Anti_RIAA

Для снятия итоговой АЧХ цепь подключается меду генератором и тестируемым корректором. При применении конденсаторов с точностью номиналов 5% и резисторов 1%, при измерениях итоговой АЧХ обеспечивается соответствие стандарту RIAA с точностью 0.5dB – что более, чем достаточно. В качестве измерительного комплекса удобно  использовать компьютер с профессионального качества звуковой картой и соответствующим набором соединительных кабелей. Для проведения измерений я рекомендую пользоваться программой True RTA (Level 4).

Анти-RIAA цепь очень удобно выполнить в виде отдельного модуля —

2. Картридж + кабель + коректор

После приведения к стандарту АЧХ корректора, желательно снять АЧХ  системы “картридж + соединительный кабель + корректор” в области ВЧ, особенно это актуально для ММ картриджей и корректоров, входной каскад которых выполнен на триоде с большим коэффициентом усиления. Цель этих измерений – проверить отсутствие отклонений АЧХ в области ВЧ, вызванных совместным взаимодействием 🙂 индуктивности картриджа, емкости соединительного кабеля и входной емкости первого каскада корректора. Для этого используют простейшую схему — Test_Cartridge

Отклонения АЧХ компенсируют подбором номинала нагрузочного резистора на входе корректора. “Рекомендованный” большинством производителей номинал в 47…51К – только “отправная точка”. Корректор, первый каскад которого имеет небольшую входную емкость в комплекте с МС картриджем, нагруженным на согласующий трансформатор- будет иметь более ровную АЧХ в области ВЧ, по сравнению с большинством ММ и MI картриджей, подключенным на вход этого же корректора. Сочетание входного каскада на триоде с большим коэффициентом усиления, длинного соединительного кабеля и MM (MI) картриджа является наиболее проблемным в смысле “поведения” результирующей АЧХ на ВЧ .

3. Стол + тонарм + картридж + кабель + корректор

Следующий этап – это снятие итоговой АЧХ всей системы – проигрыватель + картридж + соединительный кабель + корректор. После проверки при помощи соответствующих шаблонов правильности установки тонарма, картриджа на тонарме  и выставления оптимальной прижимной силы, на проигрыватель устанавливают измерительную пластинку.  Подойдут, например, такие —

Test_LP_01

До начала работы – на соответствующей дорожке, контролируя баланс каналов, необходимо проверить правильность установки картриджа в горизонтальной плоскости. Затем снимают АЧХ, особое внимание следует уделить области НЧ, какие-либо отклонения (постоянные или периодические) АЧХ в этой области могут быть следствием механического резонанса тонарма, проникновения на вход усилителя помех и фона от схем управления двигателем, неравномерности вращения или нарушения геометрии диска. Как правило, если механика проигрывателя исправна, картридж установлен точно и итоговая АЧХ системы “картридж + кабель + корректор” ранее была настроена верно, измерительная пластинка не покажет каких-либо существенных отклонений АЧХ. В этом случае ваш комплект можно считать более или менее настроенным.

Если хотите, чтобы звучание вашей системы было всегда эталонным – проводите процедуру настройки при каждой замене картриджа 🙂

Владивосток, 2013

Драйвер и Фазоинвертор по схеме Williamson

Довольно часто меня спрашивают о том, как “на практике” наладить драйверный и фазоинверторный каскады усилителя по схеме Williamson.

Cхема драйверного и ФИ каскадов – Williamson_001.

Если точное напряжение питания усилителя неизвестно или будет
корректироваться в ходе его доработки – отладки (например, предполагается “попробовать” различные выходные лампы), то настройку проще осуществлять таким образом – R9C3 убираются, а R7 “дополняется” R7′ C3′. На первом этапе устанавливают режим входной лампы – подбирают R6 таким образом, чтобы напряжение на ее аноде было в пределах 95…110 Вольт. На катоде второй лампы будет на 5-6 вольт больше.
Затем подбирают R7′ таким образом, чтобы между анодом и катодом второй
лампы напряжение было не менее 105…115 Вольт, при этом, конечно,
падение напряжения на резисторах R7 и R8 будут одинаковыми. Третий –
драйверный – каскад особенностей не имеет, это обычный усилитель с
катодной связью. Напряжения на анодах ламп третьего каскада должны
быть равны (это обеспечивается подбором ламп) и составляют примерно
половину (лучше на 20-30 Вольт больше) напряжения источника питания. В этом
случае линейность и размах выходного напряжения будут максимальными.
Режим работы этого каскада устанавливается подбором R14.
Усиление – первый каскад примерно = 15, второй каскад =1, третий
каскад примерно 6…7, итого = 90… 105, таким образом, номинальное
входное напряжение = 0.7…1V

Звучание схемы – соотношение “тепла и холода” определяется первым
каскадом При номинале R4 в 22 кОм звучание максимально “теплое”, при 47 кОм – более нейтральное. Суммарное сопротивление R4 + R6 должно оставаться в пределах 51…68 кОм.

Май 2013г.                                                                                  г.Владивосток

Заметки по поводу “моста”

В данном конкретном случае замечания будут не по поводу так называемого “Русского” моста и даже не по поводу упомянутого ранее “Золотого” моста.

В ходе проектирования блоков питания для мощных транзисторных усилителей я столкнулся с интересным видом помех, генерируемых двухполупериодным мостовым выпрямителем (схема Греца). Обычно в литературе причину возникновения этих помех объясняют примерно так —

“…Наличие инерционности полупроводниковых диодов приводит к появлению кратковременного короткого замыкания первичной сети через все одновременно открытые диоды выпрямителя и наличие нулевого значения напряжения на выходе устройства на интервале времени рассасывания зарядов (tр). Резкое запирание выпрямительного диода приводит к появлению высокочастотных колебательных процессов, частота которых определяется паразитными емкостями диодов, ёмкостью монтажа, соединительных линий и их индуктивными составляющими. Временные диаграммы иллюстрируют работу выпрямителя, когда период частоты переменного напряжения сети соизмерим с интервалом времени tр, что может иметь место в высокочастотных преобразователях с синусоидальным напряжением…”

Bridge_01

В нашем случае выпрямитель работает на емкостную нагрузку, и очевидно, что помехи связаны с несинусоидальной формой тока через диоды и с разбросом характеристик диодов в выпрямительном мосте. При этом длительность протекания тока через каждый из выпрямительных диодов меньше, чем при работе на активную нагрузку. С уменьшением уровня пульсаций выходного напряжения выпрямителя длительность открытого состояния диодов уменьшается, а амплитуда тока через них возрастает, что приводит к увеличению высокочастотных помех. (То есть – чем больше емкость первого конденсатора фильтра – тем шире ВЧ спектр помехи).

Bridge_02

На слух такая помеха проявляется как некий легкий, но навязчивый фон с удвоенной частотой сети (100 Гц). Уровень фона не зависит от положения регулятора громкости. “Поймать” эту помеху на выходе усилителя довольно затруднительно, поскольку ее уровень черезвычайно мал, около 0.5…1mV. На выходе источника питания эта помеха практически незаметна.  Но ее вполне отчетливо можно увидеть с помощью осциллографа, присоединив его щуп на выход “-” диодного моста, а “землю” на какую нибудь удаленную от блока питания шину. Расстояние между точками подсоединения осциллографа должно быть не менее 20 см, фактически измерение делается на короткозамкнутом участке цепи. Вот как “она” выглядит:

Bridge_Before_03

Верхний луч – пульсации выпрямленного напряжения на первом конденсаторе фильтра.

Еще несколько картинок.

После шунтирования электролитических конденсаторов фильтра питания  полипропиленовыми конденсаторами –

Bridge_Before_04

После изменения топологии фильтра по схеме С-RC-

Bridge_Before_02

Как видно, после предпринятых мер помеха, с одной стороны, несколько уменьшилась, а с другой – в ее спектре появилась значительная высокочастотная составляющая.

Нужно было применить метод, ограничивающий спектр излучаемой помехи, иными словами, нужно понизить частоты паразитных колебаний. Для этого есть известный старинный “фокус” – подключить параллельно каждому из диодов моста конденсаторы емкостью в несколько тысяч пикофарад (на практике – от 4700 до 47000 пФ), что снижает резонансную частоту паразитного контура в несколько десятков – сотен раз.

Если принять во внимание индуктивные составляющие сопротивления подводящих проводов питающих цепей выпрямителя, то снижение уровня помех можно достичь включением параллельно входным выводам моста аналогичного конденсатора. Наиболее универсальным и более рациональным способом снижения уровня помех является одновременно  уменьшение частоты собственных колебаний паразитного контура и уменьшение добротности паразитного контура. Это реализуется заменой шунтирующих конденсаторов на последовательные RC- цепи. Оптимальное значение сопротивления резисторов этих цепей проще всего определить экспериментально,  в зависимости от мощности выпрямителя оно может быть в пределах 10…100 Ом.

Возможен и другой способ снижения частоты паразитных колебаний, который обеспечивает уменьшение амплитуды импульса тока IДС. Он заключается в искусственном увеличении индуктивной составляющей сопротивления подводящих проводников с помощью  ферритовых колец малого диаметра, надетых непосредственно на выводы выпрямительного диода. При этом возрастает длительность интервала спада тока через запирающийся диод, что вызывает понижение верхней границы частотного спектра помехи.

Если же выпрямитель работает с напряжением частотой 50 Гц, диоды моста объединены в общий корпус и ток нагрузки точно не определен, то наиболее универсальным и простым методом подавления помех является является шунтирование диодов моста конденсаторами –

Bridge_Ground

Bridge_Before_01

Как видно, после проведения операции по шунтированию помеха существенно уменьшилась и ее спектр стал уже. Но – каким же образом полностью избавиться от нее?

Способов – несколько, и применять их нужно одновременно. Во-первых, диоды необходимо шунтировать конденсаторами, а точка соединения корпуса усилителя и “общего” должна находиться рядом с “общим” выводом диодного моста. Во-вторых, общий вывод диодного моста соединяется с общей шиной (и корпусом) через небольшой дроссель, намотанный толстым проводом на ферритовом кольце. В третьих – и это очень важно – в усилителе, блок питания которого выполнен по мостовой схеме, точка соединения корпуса и “общего” -это единственно возможная точка объединения “земель”, ни в каком другом месте корпус (шасси) не должен соединяться с “общим”. От этой точки разводится “общий” на питание различных модулей (если их несколько), на планки выходных разъемов. В этой же точке объединяются “общие” левого и правого каналов усилителя. В четвертых, фильтр должен быть выполнен по топологии С-RC, причем первая емкость фильтра не должны быть черезмерно большой, хорошее правило – 1000 мкФ на 1A потребляемого тока.  В результате –

Bridge_After_02

Апрель 2013 год                                                                               г.Владивосток

PS Две проблемы

Удивительно, что многие, кто сталкивался с проблемой возникновения помех в блоке питания и прочитали мою заметку, не заметили  двойственный характер возникновения проблемы. Во-первых, на что обычно все обращают внимание – это так называемый “дребезг” диодов, возникающий при их закрытии. Эта особенность довольно широко обсуждается на форумах, но к выпрямителям, сетевого напряжения частотой 50 (60) Гц в общем-то не имеет особого отношения. Во-вторых, что обычно упускают из виду, и на что хотел бы обратить внимание я – это взаимодействие трансформатора, выпрямителя и фильтра. Сочетание трансформатора с низкоомной вторичной обмоткой,  рассчитанного без запаса по индукции насыщения сердечника, конструктивно выполненного без технологического зазора, мостового выпрямителя на полупроводниковых диодах и фильтра с первым конденсатором необоснованно большой емкости – гарантирует резкое ограничение импульсов зарядного тока, возникающего из-за насыщения сердечника трансформатора. Импульс “ограниченного” зарядного тока имеет широкий спектр, большую длительность и, что самое неприятное  –  возникает и “живет” в силовом трансформаторе. Поэтому вполне очевидно,что  шунтирование выпрямительных диодов небольшими высокочастотными конденсаторами, применение диодов с меньшим падением напряжения и малым временем восстановления –  лишь несколько “сглаживает” форму импульса тока, но не избавляет от него, потому что силовой трансформатор все так же продолжит “наводить” помехи на соединительные провода и схемы конструкции. Если от такого выпрямителя питается двухтактный усилитель мощности, то в нагрузке синфазная помеха по “общему” и питанию” (или по “плюсу” и “минусу” в случае питания двойной полярности)  может почти полностью скомпенсироваться. В усилителях класса АВ – помеха возникает только при скачках потребляемого тока на пиках сигнала – и в значительной степени маскируется сигналом.  А вот в однотактных усилителях мощности, работающих в классе А (например, Follower или Zen) – помеха вполне очевидно слышна и даже видна – при помощи осциллографа. Продуманная “архитектура” фильтра выпрямителя и качественный, хорошо экранированный трансформатор питания для таких конструкций – предмет первой необходимости 🙂

Хорошего Звука,

Май 2015 г.                                                                                        г.Владивосток