Гибридный RC корректор

Идея этого корректора пришла ко мне довольно давно, примерно в конце апреля 2014 года. Но все как-то руки не доходили. Ну а тут – эпидемия, самоизоляция… В общем, свободное время вдруг появилось. 🙂

В процессе поиска транзисторов, подходящих для первого каскада корректора, помимо популярного 2SK170 я обратил внимание на интересный малошумящий полевой транзистор 2SK269 от Toshiba. Он характеризуется как “Super low noise” и одно из применений этого транзистора – усилитель для MC звукоснимателей. Но, конечно как всегда – есть ньюансы. 🙂 Во-первых “малошумность” проявляется только в области напряжений Vds < 15V при рекомендованном токе Id = 5mA, а во-вторых напряжение смещения затвора Vds при таком токе составляет всего-то -0.1V (-100mV). Малое напряжение смещения – малая перегрузочная способность, то есть для ее улучшения необходимо вводить ООС по току. Вводим ООС по току – автоматически уменьшается усиление каскада и увеличивается его выходное сопротивление. В общем, как всегда – сплошные компромиссы. Впрочем, есть и положительный момент – судя по статическим характеристикам (Vds, Id) транзистор довольно линейный, то есть можно ожидать, что коэффициент гармоник каскада усиления будет очень небольшим даже без введения ООС.

От второго каскада корректора не требуется особого усиления, но требуется хорошая перегрузочная способность, поэтому я выбрал полевой транзистор BF245 от NXP. Наиболее линейная область статических характеристик BF245B (Vds, Id) находится при Id =5ma Напряжение смещения затвора Vds =- 1.3V, что гарантирует хорошую перегрузочную способность даже без введения ООС по току.

В принципе, ничто и никто 🙂 не мешает выполнить второй и выходной каскады корректора на лампе – какой-нибудь триод со средним усилением вроде 6922 будет вполне уместен.

Схема первого варианта каскада усиления.

В первоначальном варианте я решил применить составной каскад с динамической нагрузкой, аналогично входному каскаду усилителя “Le Mostre” от Jean Hiraga.

Проведенные мной практические исследования показали 🙂 , что при работе на сравнительно высокоомную нагрузку, которую представляет собой корректирующая RIAA RC цепь – никакого значимого преимущества по уровню искажений перед обычным каскадом с резистивной нагрузкой составной каскад не имеет. Поэтому я принял решение максимально упростить схему.

Вот что получилось в итоге.

Насчет ООС по току. С одной стороны, для получения максимального усиления от ООС по току желательно избавляться и шунтировать резистор в цепи истока конденсатором. С другой стороны, нужно помнить, что в первом каскаде напряжение на стоке ограничено “малошумящим” значением Vds < 15V, а во втором каскаде Vds равно примерно 1/2 от напряжения источника питания (+30В), то есть запас по максимальной амплитуде напряжения на выходе второго каскада в общем-то не такой уж и большой. Вопрос в том, в каком месте схемы перегрузка начнется раньше – на входе, когда пиковое напряжение сигнала превысит напряжение смещения Vds = -100mV или на выходе – когда сигнал начнет ограничиваться из-за недостаточного запаса по напряжению источника питания.

Итак, без ООС, в варианте “максимального” усиления перегрузка схемы начинается при входном напряжении = 50mV, что недостаточно (см. статью “Весьма своеобразный корректор”). При введении ООС по току в первом каскаде перегрузка схемы начинается при входном напряжении = 80mV, но перегружается не первый, а второй каскад – не хватает напряжения источника питания. Разделить питание первого и второго каскадов и увеличить напряжение источника питания для второго каскада – “половинчатое” решение, так как для BF245 максимально допустимое напряжение Vds = 40V. Но даже в этом случае – усиления в схеме будет “маловато” – при 5mV на входе на выходе получаем всего 300mV (@1000Hz). Выходное напряжение большинства современных цифровых источников сигнала обычно = 2…2.5V RMS и я считаю, что современный RIAA корректор должен иметь примерно такой же уровень напряжения выходного сигнала. С учетом необходимого для аналогового источника запаса по перегрузке не менее 20 dB, максимальный уровень выходного напряжения должен быть не менее 25V RMS. Очевидно, что выходной каскад на лампе – наше все 🙂 Для лучшей линейности и для снижения выходного сопротивления корректора я применил уже традиционный гибридный SRPP на миниатюрном двойном триоде 6Н16Б-В и источнике тока IXYS.

MC->MM секция:

Я применил МС трансформатор Lundahl LL1941 Amorphous Core в коммутации для SE соединения с коэффициентом передачи 1:16. Для моего MC картриджа GAS “Sleeping Beauty” (он же Coral 777EX, 1978 год) оптимальное сопротивление нагрузки составляет 60…100 Ом, поэтому я добавил нагрузочный резистор 30 кОм на вторичную обмотку. Несложный расчет показывает, что для коэффициента передачи 1:16 выбором добавочного сопротивления на вторичной обмотке трансформатора LL1941 возможно установить входной импеданс в пределах 20…160 Ом, а для коммутации с коэффициентом передачи 1:32 – в пределах 5…40 Ом. Это при условии стандартного входного сопротивления ММ корректора = 47 кОм.

Схема блока питания:

Блок питания – вполне традиционный. Трансформатор питания – выполнен на заказ компанией “Орбита-Сервис”, – тороидальный, с межобмоточным экраном и пониженной индукцией сердечника. На всякий случай я применил фильтр “постоянного” напряжения входной сети. Выпрямители и стабилизаторы выходных напряжений питания выполнены по схемам, традиционно-обычным для моих конструкций. Я не указал на схемах типы некоторых компонентов – для пытливого ума самодельщика не составит труда догадаться, что именно я применил или самостоятельно выбрать подходящие детали.

Технические характеристики корректора:

  • Входное сопротивление по входу ММ = 47 кОм
  • Входное сопротивление по входу МС = 70 Ом, входное сопротивление постоянному току = 0.8 Ом
  • Коэффициент передачи MC->MM секции = 16
  • Выходное сопротивление =< 1.8 кОм 
  • Номинальная нагрузка = от 20 (и выше) кОм
  • Номинальное входное напряжение (по входу ММ) @1000Hz = 5mV RMS
  • Номинальное выходное напряжение = 2V RMS @ 1000Hz (Может быть отрегулировано внутренними настройками в пределах +-6dB)
  • Максимальное входное напряжение (по входу ММ) @1000Hz = 80mV RMS
  • Максимальное выходное напряжение на нагрузке 100 кОм >= 32V RMS
  • Коэффициент усиления ~ 400
  • Уровень собственного шума и помех на выходе при “закрытом” ММ входе =<190uV (“взвешено” по кривой “A”)
  • Отклонение суммарной АЧХ от стандарта RIAA в диапазоне частот 20Гц…20кГц = не более 0.6dB.
  • Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц на нагрузке 100 кОм при номинальном выходном напряжении <= 0.3%, в основном 2-я и 3-я гармоники. Уровень третьей гармоники относительно уровня второй <= -18 dB.

Несколько фото –

Май 2020 г. Владивосток

Иногда они возвращаются. На этот раз с супертвиттером.

Хороший вариант. Пропорции сторон корпуса немного изменены, остальное – как обычно 🙂 . Комплектующие для фильтра – Erse, Mills MRA12, Jantzen. Клеммы- Cardas, внутренняя разводка проводом Supra Classic. Корпус – МДФ18 (+10), шпон, матовый лак.

Март 2020 г. Владивосток

Еще одни грабли. Продукт известного происхождения.

В марте этого года в процессе настройки очередной акустической системы на 4xTB1772 для более точной отладки мне был прислан усилитель, в комплекте с которым предполагается дальнейшая эксплуатация акустики. Подход очень верный – поскольку в том, что усилители моей конструкции будут отлично звучать с акустикой моей конструкции – я не сомневаюсь. А вот насчет других – 100% гарантии я дать не могу. 🙂

По всей видимости усилитель был приобретен на avito. Вот фото с этой популярной торговой площадки, внешний вид изделия вполне узнаваем.

По звуку – в целом и общем он лучше, чем у многих транзисторных усилителей 🙂  Из очевидных недостатков – плоская и невыразительная, смазанная “сцена” на СЧ, довольно однообразный тональный баланс и фатально сглаженная, полусонная “динамика” – звук мне показался слишком “медленный” даже для женского джаза 🙂 Мой опыт говорит от том, что лампа 300В может (и должна) звучать гораздо интереснее.

Что-же – заглянем внутрь –

Схема конструкции –

Итак – усилитель – двухкаскадный, первый каскад на пентоде 6Ж52П в триодном включении, с резистивной анодной нагрузкой и катодным автосмещением. Напряжение смещения первого каскада = 1.2V, это значит, что максимальное входное напряжение ограничено на уровне ~ 1.2*0.7 = 0.84V RMS, при большем входном напряжении каскад начнет работать с сеточным током, что приведет к росту уровня искажений. Расчетный коэффициент усиления каскада ~ 65, что при входном напряжении 0.84V RMS позволит получить на выходе 0.84*65 = 54.6V RMS (~ 75V Peak), что в общем-то вполне достаточно для “раскачки” такой выходной лампы, как 300В. Измеренный коэффициент усиления реального каскада составил =68, максимальное выходное напряжение (без лампы второго каскада) = 74V RMS, что даже несколько лучше расчетных значений.
Второй каскад – на прямонакальном триоде 300В, с трансформаторной нагрузкой и фиксированным регулируемым смещением, что позволяет устанавливать и подстраивать ток рабочей точки каскада в желаемых пределах. Связь между каскадами – емкостная, номинал межкаскадного конденсатора = 0.33uF (конденсатор “бутерброд”, то есть составлен из двух конденсаторов разного типа). Номинал резистора утечки сетки лампы 300В выбран = 470кОм, что необычно много для каскада с фиксированным регулируемым смещением. На мой взгляд, такой номинал потенциально может привести к “саморазогреву” лампы на пиках сигнала при длительной эксплуатации усилителя и (или) при “старении” лампы выходного каскада. Номинал резистора утечки сетки можно было бы уменьшить, но для сохранения полосы и минимального фазового сдвига в области НЧ одновременно требуется увеличить номинал межкаскадного конденсатора – что, по всей видимости было сделать затруднительно по тем или иным причинам. Отрицательное напряжение смещение на сетке лампы 300В регулируется в пределах -62…-85V, что позволяет установить ток покоя каскада в дипазоне примерно от 30 до 80mA. При анодном напряжении = +350…+360V это хороший, “безопасный” режим работы 300В. Срок службы при работе лампы в таком режиме будет долгим, но, конечно выходная мощность каскада при этом будет меньше “ожидаемой”.
Выходной трансформатор усилителя имеет сопротивление  первичной обмотки постоянному току= 270 Ом, сопротивление постоянному току вторичной обмотки ~ 0.9 Ом, что несколько больше ожидаемого.  Для 300В было бы оптимально, чтобы сопротивление первичной обмотки выходного трансформатора не превышало бы 200 Ом, а вторичной обмотки ~ 0.5 Ом, это позволило бы получить лучший КПД каскада (выходная мощность была бы выше) и меньшее выходное сопротивление. Коэффициент трансформации выходного трансформатора = ~ 31, что при подключении на вторичную обмотку нагрузки сопротивлением 5 Ом дает расчетное значение Ra ~ 4.8 кОм. С учетом сопротивления первичной обмотки постоянному току можно считать Ra = ~ 5 кОм. Измеренное выходное сопротивление каскада при этом составляет ~ 2.4 Ом, максимальная выходная мощность ~ 4W.  Совершенно очевидно, что сопротивление постоянному току обмоток выходного трансформатора слишком велико.
Блок питания усилителя – трансформаторный, с выпрямителем анодного напряжения на кенотронах. Накальные цепи первого каскада питаются напряжением переменного тока, накальные цепи выходного каскада – выпрямленным напряжением постоянного тока. Помимо этого, у трансформатора есть дополнительные обмотки для питания выпрямителя напряжения смещения и выпрямителя для питания модулей дистанционного управления громкостью и модуля стрелочных индикаторов уровня. Все эти выпрямители выполнены по простой мостовой схеме с одним фильтрующим конденсатором, без дополнительных балластных/фильтрующих RC цепочек. Выпрямитель анодного напряжения выполнен по схеме с конденсатором на входе и LC фильтром. Напряжение питания первого каскада дополнительно фильтруется RC фильтром. Я не могу назвать вариант размещения всех служебных обмоток на одном трансформаторе – разумным. Для уменьшения взаимовлияния и взаимопроникновения помех от пиков зарядных токов мостовых выпрямителей было бы правильным разместить часть обмоток (например для питания накалов выходных ламп) на отдельном трансформаторе и применить дополнительные балластные/фильтрующие RC цепи хотя бы в выпрямителе источника питания накала ламп выходного каскада. На мой взгляд, величина помех и их проникновение между каналами были бы существенно (на 15…20dB) меньше при питании накалов ламп выходного каскада стабилизированным напряжением постоянного тока. Или, как самый простой, но хороший по “звуку” вариант – переменным напряжением с “центровкой” накала низкоомными подстроечными резисторами для минимизации помех. Ну и конечно – выбор конструктива силового трансформатора на броневом сердечнике ТС-250 – без экранирующих обмоток, без пропитки – как-то плохо сочетается со стремлением получить хороший звук. И таки да – расположение силового трансформатора на правом крае шасси и фильтрующих дросселей под ним, рядом с выходным трансформатором правого канала – совершенно не оптимально как в плане уменьшения уровня наводок и помех, так и в плане оптимального, симметричного монтажа стереоусилителя. И кстати – насчет примененных комплектующих – ну никак они не соответствуют “статусу” лампы 300В.

В ходе обсуждения с заказчиком было принято решение о некоторой доработке с сохранением всех функциональных особенностей и внешнего вида, но с полным пересмотром внутреннего содержимого. Усилитель на 300В должен звучать как полагается 🙂

Что сделано в ходе доработки:

  • В рамках возможностей корпуса 🙂 пересмотрена концепция монтажа – трассировка общего сделана шиной, изменено расположение фильтрующих конденсаторов и резисторов нагрузки первого каскада, фильтрующие емкости в питании первого каскада были разделены на две части – первая емкость рядом с дросселями фильтра, вторая – непосредственно рядом с каскадом.  Убраны многочисленные монтажные планки, таким образом число переходных соединений значительно уменьшилось.
  • Заменены почти все сигнальные и вспомогательные проводники (за исключением цепей накала), проводники в цепях накала были свиты более плотно.  Заменены проводники, подключающие в схему первичную и вторичную обмотки выходных трансформаторов. Накальные обмотки трансформатора питания для ламп драйверного каскада “отцентрованы” резисторами, средняя точка заземлена. Это существенно снизило уровень наводок и помех в накальных цепях.
  • Заменены все резисторы в фильтрующих и сигнальных цепях. Я применил Panasonic и Vishay Dale (NOS). Резисторы во вспомогательных цепях (индикация, комутация реле, ДУ) остались те же.
  • Заменены почти все конденсаторы в фильтре цепей питания, остался только первый конденсатор CLC фильтра выпрямителя и конденсаторы в фильтре в источника напряжения смещения. Я применил Panasonic и Jensen.
  • Межкаскадные полипропиленовые конденсаторы были заменены на “фольга+бумага+масло”, я применил “наши” К-40У9 (NOS) военной приемки.
  • Крепеж элементов был выполнен при помощи высокачественных клеевых площадок и хомутов, термоклей был полностью убран.
  • Схема была немного доработана – пересчитан и скорректирован режим работы первого каскада, пересчитаны входные цепи выходного каскада. Для улучшения термостабильности режима в выходной каскад добавлена цепь автоматического смещения. Доработаны цепи регулировки смещения – теперь регулировка происходит более плавно и в более широком диапазоне.


В результате – усилитель “запел” 🙂 Тембры стали естественно-привычные, звучание приобрело насыщенность, динамику и объем. Теперь уже слышно, что это усилитель на 300В. На мой взгляд – это максимально-минимальная 🙂 доработка конструкции – без замены ламп и трансформаторов, без доработки шасси.

Схема конструкции после доработки –

Собственно, новая схема не очень сильно отличается от старой. 🙂 Напряжения в скобках /+332V (например)/ – это напряжения под нагрузкой, то есть с установленными лампами выходного каскада и с током покоя = 80 mA на канал. Напряжения под нагрузкой зависят от типа и характеристик примененного кенотрона и могут отличаться от указанных на 20…30 Вольт.
Усилитель по-прежнему двухкаскадный, первый каскад на пентоде 6Ж52П в триодном включении, с резистивной анодной нагрузкой и катодным автосмещением. Я немного увеличил напряжение смещения первого каскада до +1.7… /+2.0V/, это значит, что максимальное входное напряжение увеличено до уровня ~ 1.7*0.7 = 1.2V RMS. Я так же увеличил сопротивление анодной нагрузки (до 11 кОм) и напряжение на аноде, теперь оно = +174…/+219V/. Это значит, что запас по максимальному выходному напряжению первого каскада стал больше, а линейность – лучше. Коэффициент усиления каскада ~ 67, что при входном напряжении 1.2V RMS позволяет получить на выходе 1.2*67 = 80V RMS (~ 113V Peak), что с большим запасом достаточно для “раскачки”  выходной лампы 300В. 
Второй каскад – на прямонакальном триоде 300В, с трансформаторной нагрузкой и с автоматическим регулируемым (комбинированным) смещением, что позволяет устанавливать и подстраивать ток рабочей точки каскада в желаемых пределах, сохраняя при этом стабильность рабочей точки лампы при возникновении сеточных токов при саморазогреве и (или) перегрузке.  Номинал резистора автосмещения = 100 Ом, он же используется как “контрольный” резистор, по падению напряжения на нем можно проконтролировать и установить ток покоя лампы выходного каскада. Контрольное напряжение в 1V соответствует 10 mA тока покоя, то есть при токе покоя = 80 mA напряжение на этом резисторе будет = +8V. Контрольные напряжения для каждого канала выведены на клеммы на задней панели усилителя.Связь между каскадами – емкостная, я применил конденсатор K40-У9 (фольга + бумага + масло). Номинал резистора утечки сетки лампы 300В был уменьшен до вполне безопасного значения  = 330 кОм. Отрицательное напряжение смещение на сетке лампы 300В регулируется в пределах примерно от  -40 до -80V, что позволяет установить ток покоя каскада в диапазоне примерно от 20 до 100 mA, рекомендовванный ток покоя = 75…80 mA При анодном напряжении = +340…+360V это по-прежнему хороший, “безопасный” режим работы 300В.
В блоке питания усилителя я заменил NoName конденсаторы фильтра питания на Panasonic и Jensen,  организовал и присоединил на общий “среднюю точку” напряжение питания накала ламп первого каскада. Это улучшило тембральный баланс и дало ощущение “динамики”, “подвижности” звука и уменьшило уровень проникновения помех из цепей накала.

Несколько фото –

Март-Апрель 2020 г. Владивосток

Цифра и “цифрит”. Мысли вслух. Часть 2

Котельников, его теорема, выходной каскад ЦАП и DSD

Считается доказанным, что любой стохастический (произвольный, случайной формы) сигнал, спектр которого выше определенной частоты равен нулю, может быть восстановлен по цифровым отсчетам, взятым через одинаковые промежутки времени, частота следования которых более чем в два раза должна превышать верхнюю частоту в спектре исходного сигнала. Для восстановления нужно каждый отсчет умножить на так называемый “Базис Котельникова”, который представляет собой некую интерполяционную функцию определенного вида.

Итак, еще раз – для точного восстановления сигнала необходимо производить определенные математические вычисления над имеющимися отсчетами – тем или иным способом 🙂

В случае с NOS ЦАП эти вычисления производит аналоговый выходной каскад, на вход которого с микросхемы ЦАП подается некие фиксированные уровни напряжения или тока, пропорциональные значению цифровых отсчетов, а на его выходе – изменения напряжения должны быть “гладкими”, “аналоговыми”. 🙂 Общепринятая схемотехника такого выходного каскада – интегратор напряжения (ФНЧ) с мощным буферным каскадом. Для меня совершенно очевидно, что функционально простое интегрирование отсчетов – лишь очень грубое приближение к реально требуемым математическим вычислениям по формуле Котельникова и таким образом строго говоря – ни один из ЦАП не способен 100% точно восстановить исходный аналоговый сигнал.


Попробуем хотя бы в первом приближении “По Котельникову” восстановить исходный аналоговый сигнал из цифрового, записанного в формате CD-audio. Формула восстановления сигнала:

kotelnikova-teoremy-nischeta-

t – текущее время, n – номер отсчета, T – период, через который берутся отсчеты 1/44.1кГц = 22.7мкс.

Предположим, что исходный аналоговый сигнал – обычный синус. Необходимо определиться, сколько нужно вычислить промежуточных значений между соседними отсчетами. В практике приближенных инженерных вычислений, для уверенного восстановления синуса достаточно 15…20 отсчетов. Возьмем 15 отсчетов. Для получения любого промежуточного значения нам нужна сумма ряда от “-” до “+” бесконечности. В реальности длительность сигнала, который записан на CD ограничена по времени 🙂 , поэтому логично снизить количество учитываемых отсчетов в сумме ряда до какого-нибудь конечного числа.

Для этого произведем такую оценку: через какое время пик (максимальное значение) функции станет меньше, чем единица младшего разряда.

Сигнал у нас 16 разрядный (CD-audio). Производим оценку:

kotelnikova-teoremy-nischeta-

Здесь 0<t<T, синус во времени меняется от -1 до +1 (заменяем на 1, что тоже неверно с точки зрения математики, но вполне допустимо с точки зрения физики процесса). Решая неравенство относительно “n”, получаем, что надо учитывать минимум 20860 отсчетов. Формула восстановления сигнала требует брать отсчеты не только “назад”, но и “вперед”, значит надо учитывать уже 41720 отсчетов.
Это значит, что относительно текущего момента времени, для достоверного восстановления текущего значения амплитуды сигнала необходимо использовать как 20860 “прошлых” отсчетов, так и 20860 “будущих” отсчетов, то есть необходим некий промежуточный буфер исходных цифровых данных, над которыми производятся вычисления, плюс некий буфер для хранения результатов. В тот момент, когда обработаны все отсчеты до времени t=T, последний отсчет из “прошедшего” времени убирается из буфера и добавляется следующий отсчет из “будущего” времени. Текущее время изменяется в пределах 0<t<T.

Это очень упрощенная математическая модель идеального ФНЧ для формата 16/44. Такой фильтр невозможно реализовать в рамках аналоговой схемотехники, но методом цифровой обработки исходных отсчетов вполне можно посчитать любой промежуточный отсчет между двумя соседними исходными.

Оценим необходимые нам вычислительные мощности. Согласно формуле восстановления сигнала очевидно, что для получения одного значения необходимо выполнить 6 действий. Для получения необходимого количества (15) промежуточных значений в реальном времени необходимо выполнить:

N=15*(6+1(сумма ряда))*41720*44100 ~ 193 млрд. операций в секунду.

Если использовать таблицу готовых sin(x)/x, вычислений нужно меньше: одно умножение и одно сложение на каждый отсчет.

N=15*2*41720*44100~ 55 млрд. операций в секунду

Конечно, алгоритм вычислений можно оптимизировать. Например – брать не
15 отсчетов, а один. В этом случае:

N = ~ 3.7 млрд. операций в секунду – что тоже довольно много.

Можно формулу Котельникова использовать в варианте интерполяционной формулы Уиттекера – Шеннона. По всей видимости, можно применить и так называемое “быстрое” преобразования Фурье. Вероятно, этот вариант наиболее реально реализовать в “железе” – и скорее всего он уже кем-то реализован.

Для меня совершенно очевидно, что в реальном масштабе времени интерполяция с необходимым уровнем точности невозможна, а ошибки, вносимые процессом пересчета и интерполяции – тем заметнее, чем менее стационарен был оцифрованный сигнал. На практике это значит, что в оцифрованном для CD звуке нет очень многого из того, что присутствует в изначально аналоговой записи. А в аналоговой записи нет многого, что можно услышать в живом звуке.

Так же очевидно, что оцифровка в формате DSD позволяет свести ошибки до минимального технически достижимого (на сегодняшний момент) минимума. По всей видимости это значит, что DSD оцифровки мастер лент и (или) “прямая” DSD запись с последующим воспроизведением через Native-DSD ЦАП позволяют в итоге получить качество звучания, наиболее приближенное к “старой доброй” аналоговой записи. Но для обработки DSD в “реальной жизни” необходимо применение цифровой фильтрации. (см. Часть 1). Очередная “петля времени” ?

Февраль 2020 г.Владивосток

Цифра и “цифрит”. Мысли вслух. Часть 1

Оцифровка, ее запись и воспроизведение

Для удобства дальнейших рассуждений представим, что на АЦП подается сигнал с виниловой пластинки, на которой присутствует дефект, создающий острый импульс в некоторый момент времени. В цифровом образе этот импульс будет записан ровно в тот момент, когда он появился в звуковой дорожке, без какого-либо предварительного “звона”. **** В равной степени это справедливо для любого одиночного короткого высокочастотного сигнала, в том числе и музыкального, записываемого на студийном оборудовании 🙂

Но, по какой-то причине – после прохождения классического Цифрового Фильтра (ЦФ) с АЧХ и ФЧХ, близкой к идеальной, на осциллограмме восстановленного ЦАП сигнала практически всегда обнаруживается предшествующий “звон” или выброс, которого не было в исходной фонограмме. Значит ли это, что ЦФ вносит искажения?

На мой взгляд, правильный ответ нужно искать не только в особенностях цифро-аналогового преобразования, но и в особенностях аналого-цифрового преобразования. Тот самый импульс на дорожке виниловой пластинки перед АЦП прошел через необходимый в таком случае ФНЧ, но этот ФНЧ реализован в виде реальной электрической схемы, то есть не идеален. За счет этого  какая-то часть спектра импульса, лежащая выше частоты дискретизации АЦП обязательно останется в сигнале. И в момент аналого-цифрового преобразования (записи) АЦП создаст цифровой образ ослабленного импульсного сигнала у которого все гармоники частот, находящихся выше частоты дискретизации, будут включены в звуковой частотный диапазон.

Далее, при воспроизведении сохраненного оцифрованного сигнала (файла) ЦАП восстановит аналоговый сигнал, который соответствует исходному сигналу, плюс конечно и ультразвуковую часть спектра, включенную в область звуковых частот. То есть – восстановится импульсный сигнал, казалось бы успешно “отфильтрованный” на этапе аналого-цифрового преобразования и – более того,  из-за неидеальности цифро-аналогового преобразования этот сигнал будет иметь форму, весьма далекую от исходной – с выбросами и предварительными “звонами”. Строго говоря, в том что они появились нет никакой проблемы или неисправности ЦАП и Цифрового Фильтра. Информация о них есть в самой цифровой фонограмме и она обязательно проявятся, если ее восстанавливать максимально точно математически. Можно сказать, что ЦФ в ЦАП как бы “не знает”, что исходный сигнал прошел аналоговый ФНЧ перед оцифровкой 🙂

То есть – “Математически Точный” Цифровой Фильтр не “фильтрует” некий исходный цифровой сигнал – а по заданным алгоритмам воссоздает заново некую цифровую последовательность, информацию об исходном сигнале.

Существуют Цифровые Фильтры, которые не имеют “звона” при восстановлении импульса, но они не являются математически точными, так как вносят значительные фазовые и (или) амплитудо-частотные искажения. Идеальный ФНЧ имеет полосу пропускания от 0 Гц и по шкале времени (фазы, по сути) работает симметрично от минус до плюс бесконечности, что на практике (в “железе”) реализовать невозможно. Не идеальный ФНЧ можно сконструировать ограничив шкалу времени от нуля до бесконечности (ограничить по фазе) и такими образом убрать предварительный “звон”, но – невозможно добиться одновременно отсутствия “звона” и ограничения частотных и (или) динамических (“амплитудных” 🙂 ) потерь в сигнале и отсутствия восстановления гармоник частот помех.

На практике обычно применяют два наиболее распространенных способа.

Первый способ – наиболее прост – согласиться на потери в исходном сигнале. Поскольку предварительный “звон” имеет сравнительно узкий частотный спектр, близкий к половине частоты дискретизации, то применив Цифровой ФНЧ с пониженной частотой среза можно существенно ослабить его заметность. Например можно выбрать частоту среза ФНЧ =19 kHz вместо 22 kHz и выбрать менее крутой спад АЧХ, что почти гарантированно ослабит различные паразитные ВЧ составляющие исходного сигнала. При этом, конечно неизбежно теряется и часть полезного сигнала, но существенно снижается заметность цифровых артефактов (aka “цифрит”) и исчезает “звон” при воспроизведении импульсов.Такие Цифровые Фильтры  обычно имеют в своем названии слово “Soft”.

Второй способ – отказаться от Цифрового Фильтра, но при этом уйти вверх по частоте дискретизации, тем самым транспонируя спектр помех и их гармоник существенно выше звуковой области. В частности, если при воспроизведении файлов выполнить передискритизацию с частотой ~192K, то применяя только Аналоговый ФНЧ на выходе ЦАП с частотой среза, например ~ 50 kHz, то можно добиться хорошего компромисса по качеству звука при широкой полосе воспроизводимых частот в области ВЧ, минимальных фазовых искажениях и очень низком уровне остаточных ультразвуковых составляющих помех и их гармоник.

То есть, логично получается вполне очевидный вывод, что для воспроизведения CD-rip’ов и  студийных исходников 48…192K без их конвертации в DSD лучше всего подойдет Hi-Res PCM ЦАП без ЦФ и с несложным аналоговым ФНЧ в выходном каскаде. 🙂

Январь 2020 г.Владивосток

P.S. К таким выводам меня привел довольно старый пост неизвестного автора на одном из форумов по оцифровке “винила”. К сожалению, имя автора и название форума я не запомнил.

Иногда они возвращаются. Часть 5. Комбайн для HD800

Недавно известный форумчанин SharapOFF принес мне на upgrade мой же “Комбайн” – Усилитель + ЦАП для телефонов Sennheiser HD800” – конструкция 2012 года. Напоминаю, что в то славное время специализированные усилители для наушников считались редкой причудой.

Что сделано в 2019 – схему усилителя немного модифицировал до “Light Voice – ЦАП и усилитель для наушников – Система выходного дня”, ЦАП заменил на современный USB DSD комплект XMOS+AK449Х с custom прошивкой, переделал блок питания, выбрал более интересный алюминиевый корпус меньших размеров. Регуляторы оставил те же, поскольку во-первых – они прекрасно работают и, во-вторых – это настоящие ALPS, приобретенные в digikey. И да – в 2012 году еще было возможно найти настоящие ALPS 🙂

Сентябрь 2019 г. Владивосток

Усилитель на октальных лампах для наушников STAX SR-007/009. Версия 2019.

Версия 2019 года. Немного модифицированная схема и новый корпус из алюминия. Добавлена возможность контролировать и балансировать ток покоя ламп выходного каскада 🙂

Июнь…август 2019 г. Владивосток

Двухтактный усилитель для акустики Pioneer CS-100

Про этот усилитель мне задали множество вопросов задолго до публикации статьи, поэтому и рассказ будет подробнее чем обычно 🙂 .

Технические требования к усилителю следующие – поскольку акустика Pioneer CS-100 довольно чувствительная, то выходная мощность может быть небольшой, то есть 8…12 ватт на канал – достаточно. Особенностью акустики является оформление НЧ звена “Закрытый Ящик”, для такого оформления очень нежелателен черезмерный уровень инфранизких составляющих в НЧ сигнале и это значит, что необходимо более внимательно отнестись к ходу АЧХ и полосе пропускания усилителя в НЧ области. Импеданс этой акустики довольно неравномерен, поэтому для получения более-менее ровного тонального баланса усилитель должен иметь постоянное выходное сопротивление во всей полосе рабочих частот. Я считаю, что для 16 Ом акустики в оформлении “Закрытый Ящик” выходное сопротивление усилителя должно быть в пределах 2…3 Ом и для получения требуемого вполне логично применить неглубокую ООС.

Так же как и музыкальные стили, схемотехнические решения усилительных устройств подвержены влиянию времени 🙂 Современный звук – с высоким разрешением и расширенным диапазоном в области НЧ, детальный и динамичный. Сведение и мастеринг современных фонограмм даже в стерео позволяет получить поразительную трехмерную звуковую картину, для точной передачи которой необходимо уделить внимание получению гладкой ФЧХ усилителя и сохранению ее вида при изменении уровня громкости.

Схема усилителя.

Первый каскад – SRPP, преимущества которого широко известны 🙂 – “почти автоматическая” установка режимов при изменении напряжения питания, стабильность режимов при старении ламп, отличные динамические характеристики, широкая полоса и хороший спектр искажений при работе на высокоомную нагрузку. По сравнению с обычным каскадом с резистивной нагрузкой для заданного сопротивления нагрузки SRPP обладает несколько лучшим PSRR.

Второй каскад – традиционный ФИ с “длинным хвостом” по схеме Schmitt. При выборе режима работы этого каскада нужно учесть ту особенность, что поскольку первый каскад имеет очень низкий уровень искажений, а в сбалансированном выходном каскаде четные гармоники сигнала будут значительно ослаблены (скомпенсированы), то от второго каскада требуется получить вполне определенный спектр искажений, а именно – низкий уровень третьей (и других нечетных) гармоник. При этом уровень второй гармоники не только может, но и должен быть немного выше “обычного”. Для триода 6SN7 это возможно при выборе сопротивления анодной нагрузки Ra в пределах 3…4*Ri, где Ri – динамическое внутреннее сопротивление триода в выбранной рабочей точке. Для 6SN7 Ri=~7K, то есть оптимальное сопротивление Ra = ~21…28K. Для улучшения симметрии прямого и инверсного сигналов на выходе каскада сопротивление в аноде правого (на схеме) триода необходимо выбрать на 2…4% выше, чем левого. Так же для улучшения симметрии выходного напряжения в некоторых случаях имеет определенный смысл вместо резистора катодной нагрузки (собственно так называемого “длинного хвоста”) установить регулируемый источник тока IXYS.

Несколько замечаний о выборе ламп и режима работы второго каскада. Важно учесть ту особенность, что второй каскад не должен перегружаться (как по входу, так и по выходу) ранее, чем выходной каскад. То есть так называемый “раскрыв” характеристик у ламп второго каскада должен быть довольно широкий и выбранное напряжение смещения должно быть больше максимального пикового напряжения сигнала на выходе первого каскада в момент перегрузки выходного каскада 🙂 . При этом нужно принять во внимание, что особого усиления от второго каскада не требуется. Попутное замечание – исходя из вышеизложенного, применение во втором каскаде такой интересной лампы, как 6N7 – в этой схеме затруднительно.

Выходной каскад выполнен по схеме с ультралинейным включением. С одной стороны, это дает возможность получить требуемую выходную мощность при низких искажениях и хорошем усилении, но – с другой стороны – выходное сопротивление такого каскада довольно высокое и для его снижения необходимо применить ООС. При расчете выходного каскада на тетродах и (или) пентодах почти всегда возникает соблазн применить тетродное (пентодное) включение, так как при почти одинаковых требованиях к источнику питания у пентодного каскада все “выше” и “больше” 🙂 – усиление и выходная мощность пентодного каскада больше, но при этом – коэффициент гармоник – выше и спектр гармонических искажений часто получается совсем уж некрасивым, выходное сопротивление каскада – выше. То есть в случае выходного каскада на пентодах для получения низкого выходного сопротивления и малого коэффициента гармоник необходимо применение довольно глубокой ООС. Нужно отметить, что например для открытых акустических оформлений низкое выходное сопротивление усилителя не является важным требованием и в общем-то – если вдруг получится отыскать четверку близких по характеристикам высоколинейных немецких пентодов 🙂 – то звуковой результат может получится весьма впечатляющим и без применения ООС. Для выходного каскада на триодах ситуация немного иная – без ООС и с высококачественными выходными трансформаторами – вполне возможно получить требуемое значение выходного сопротивления, малый коэффициент гармоник и “красивый” спектр искажений. Но, к сожалению – в большинстве случаев в рамках заданных требований к источнику питания для стандартной акустики выходная мощность может быть недостаточна. С триодами наиболее интересный звуковой результат получается только со специализированной, “легкой” – то есть чувствительной и эффективной акустикой, с максимально простыми пассивными фильтрами на высококачественных звуковых компонентах.

Кстати, о компонентах. 🙂 В выходном каскаде этого усилителя я применил трансформаторы Hashimoto НWC30-8 и винтажную четверку отличных “звуковых” лучевых тетродов 6V6G. Для более безопасной и долговечной работы ламп применено комбинированное смещение. Помимо уменьшения влияния тока первой сетки на рабочую точку и улучшенную температурную стабильность, – это решение позволяет более точно устанавливать и в требуемых пределах подстраивать режимы ламп выходного каскада по мере их приработки. Я считаю такую регулировку необходимой, поскольку к сожалению – подобранные по параметрами винтажные четверки дороги и, что важнее – встречаются все реже.

Как я уже упоминал, при разработке усилителя предполагалось, что требуемые характеристики будут достигнуты в том числе и посредством применения неглубокой общей ООС. В свою очередь это значит, что необходимо предусмотреть некоторый запас усиления. Коэффициент усиления первого каскада =~ 15, второго ~8. Выходной каскад обеспечивает согласование с нагрузкой, то есть усиливает сигнал по току и (почти) не усиливает по напряжению. С выходными трансформаторами Hashimoto в ультралинейном включении ламп 6V6G коэффициент усиления по напряжению выходного каскада = ~ 2, при этом выходное напряжение (без нагрузки) = ~ 20.2V RMS. При подключении нагрузки 16 Ом оно уменьшается до ~ 7.88V RMS, то есть выходное сопротивление каскада Ro = ~ 25 Ом. Максимальное выходное напряжение на нагрузке 16 Ом =~ 18V RMS (Кг=~5%). Общий коэффициент усиления всех трех каскадов по напряжению K= 15*8*2 = 240. Это значит, что для получения на нагрузке требуемых 14V RMS (12W@16Ом) на вход усилителя достаточно подать ~ 60 mV RMS. Требуемая чувствительность по входу =~ 0.7…1V – то есть для введения ООС имеется запас по усилению от 10 до 17 раз. Это значит, что Глубина Обратной Связи Foc (величина, показывающая во сколько раз уменьшится коэффициент усиления после введения ООС) может быть выбрана =~ 10 (20dB). Это хорошая, “правильная” цифра. 🙂 Выходное сопротивление требуется понизить до Rо(ос) =3 Ом, то есть в ~ 8 раз. Зная требуемую чувствительность, коэффициент усиления K и глубину обратной связи Foc можно легко посчитать требуемый коэффициент передачи цепи обратной связи β и номиналы резисторов делителя в цепи ООС. Fос = 1+β*K При этом Ro(oc) = Ro/(1+β*K ) = Ro/Foc

На практике, если расчетная Глубина Обратной Связи минимально – достаточна (Foc >=4), то это является гарантией того, что заметное уменьшение выходного сопротивления принципиально достижимо и номиналы делителя в цепи ОС возможно подобрать в ходе настройки. В этом случае итоговое усиление будет определяться коэффициентом передачи цепи обратной связи β и останется стабильным даже при значительном изменении усиления каскадов, вызванного старением ламп. Так же из этих рассуждений следует важное замечание относительно требуемой конфигурации усилителя с выходным каскадом в пентодном (тетродном) включении. Так как его выходное сопротивление выше, чем у каскада в ультралинейном включении, то для его снижения требуется введение более глубокой ООС и, как следствие – необходим больший запас усиления без ООС. Обычно этого добиваются увеличением усиления в первом каскаде, применяя триод с большим усилением или пентод. Или, как хороший вариант – можно применить в ФИ каскаде с “длинным хвостом” триод с немного большим усилением – например 6N7 в этом случае подойдет очень хорошо.

Несколько слов о выходном трансформаторе. К сожалению, качество выходного трансформатора – отлично слышно. Для этой конструкции я рекомендую Hashimoto НWC30-8 – это наиболее оптимальный вариант. Минимальный вариант, который имеет смысл применить для аналогичного каскада в ультралинейном включении – это Hammond 1608. Важное замечание. На мой “слух” для двухтактного выходного каскада не имеет никакого смысла применение oversized трансформаторов – от увеличения размеров звук подвижнее, динамичнее и лучше точно не станет, а вот стать хуже – может запросто. Нет никакого смысла применять ультралинейное включение и низкокачественный узкополосный трансформатор (пусть даже и больших размеров). С таким выходным трансформатором введение ООС ухудшит звук, музыкальная картинка будет мутной, плоской и серой – примерно такой же, как у посредственного транзисторного усилителя, только с так называемым “теплым ламповым окрасом” 🙂

Несколько слов о конденсаторе, шунтируюшем резистор ООС. Этот конденсатор корректирует ход АЧХ усилителя в области частот выше ~ 20 кГц, его номинал точно подбирается в ходе настройки, при тестировании усилителя сигналом формы “меандр”. Подбором емкости добиваются наиболее “ровной и плоской” вершины меандра частотой 5…7 кГц..

Блок питания усилителя вполне традиционен.

Схемотехническое решение с очень небольшими модификациями применяется мной примерно с 2006 года. Технические характеристики блока питания многократно превосходят требования, заданные при разработке конструкции.

Итоговые характеристики усилителя.

Лампы – Sylvania 6SN7GT = 2шт (входные ~ 1955г)  6SN7WGT (Tung Sol JAN 1959г) = 2 шт (драйверный ФИ каскад) 6V6G (Sylvania branded “Marconi Canada” ~1946 г) = 4 шт, две подобранные по параметрам пары

  • Количество входов – 2 RCA и XLR (балансный), выбираются переключателем на задней панели
  • Входное сопротивление = 10 кОм
  • Количество выходов для подключения нагрузки = 2, раздельные клеммы для 8 и 16 Ом
  • Коэффициент демпфирования импеданса нагрузки >= 5
  • Выходное сопротивление по выходу 16 Ом, не более 3 Ом, по выходу 8 Ом не более 1,5 Ом
  • Номинальное входное напряжение = ~0.7V RMS
  • Номинальная выходная мощность = ~2*12W RMS 
  • Уровень собственного шума и помех на выходе при “закрытом” входе =<300uV (“взвешено” по кривой “A”)
  • Полоса воспроизводимых частот при номинальной выходной мощности  =20 Гц…70 кГц с неравномерностью не более 0.5dB. Измерено на эквиваленте нагрузки сопротивлением 16 Ом.
  • Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц на нагрузке 16 Ом при номинальной выходной мощности <= 1%, в основном 2-я и 3-я гармоники. Уровень третьей гармоники относительно уровня второй <= -20 dB. Измерено на эквиваленте нагрузки сопротивлением 16 Ом.

Несколько фото:

Апрель…май 2019 г. Владивосток